logo

Главная Цепи смещения транзисторных каскадов Порядок расчета цепей смещения ПТ Исходные данные для проведения расчетов

Порядок расчета цепей смещения полевых транзисторов: Исходные данные для проведения расчетов

Печать
Схемотехника - Схемотехника и конструирование схем

 

При расчете цепей смещения каскадов на полевых транзисторах, также как и в случае биполярных транзисторов, в различных ситуациях в качестве исходных могут выступать различные наборы данных. Поэтому и подход к расчет в общем аналогичен. В первую очередь разработчик должен однозначно определиться с типономиналом применяемого в схеме транзистора. Более того, иногда необходимо определиться даже с конкретным экземпляром прибора, поскольку в рамках одной серии может существовать определенный разброс некоторых важных параметров, влияющих на номиналы элементов в цепях смещения1. Параллельно выбирается режим работы транзистора по постоянному току (т.е. определяется положение исходной рабочей точки).

Выше мы представляли графики нагрузочных характеристик, в которых исходная рабочая точка выбиралась при графическом анализе статических характеристик транзистора. Однако на практике эти характеристики не всегда известны, поскольку они могут не приводиться в стандартных справочных данных на транзистор2. Конечно, мы могли бы снять их экспериментально, но обычно можно воспользоваться другим методом. В большинстве справочников при описании параметров полевых транзисторов приводятся значения для постоянных составляющих тока стока \({I_С}_0\) и напряжения сток—исток \({U_{СИ}}_0\), которые соответствуют оптимальному режиму работы транзистора по какому-либо из параметров, характеризующих его усилительные свойства (минимальный коэффициент шума, максимальный коэффициент усиления по мощности, крутизна характеристики и т.п.). Иногда оптимальные значения \({I_С}_0\) и \({U_{СИ}}_0\) могут быть найдены из графиков зависимостей, связывающих различные параметры транзистора, которые также часто приводятся в справочных данных. Разработчику обычно остается только определиться с тем, какие из усилительных характеристик транзистора он считает наиболее важными и соответствующим образом выбрать конкретные величины \({I_С}_0\) и \({U_{СИ}}_0\).

Безусловно, встречаются ситуации, когда необходимо учитывать очень большое количество факторов и процесс выбора исходной рабочей точки по постоянному току выглядит гораздо сложнее. С другой стороны, бывает и так, что рабочую точку выбирают просто разделив пополам параметры предельно допустимого режима выбранного транзистора (это особенно популярно в низкочастотных усилителях при высоких уровнях сигналов). Так или иначе, далее в этом разделе мы будем предполагать, что конкретные величины \({I_С}_0\) и \({U_{СИ}}_0\) нам уже известны и могут использоваться в расчетных формулах в качестве исходных данных.

Помимо параметров сток—истоковой цепи для расчета схем смещения понадобится и задание режима на затворе. В первую очередь речь идет о постоянной составляющей напряжения на управляющем переходе полевого транзистора \({U_{ЗИ}}_0\) (для транзисторов с изолированным затвором — напряжение между затвором и истоком). Величина \({U_{ЗИ}}_0\) задает положение исходной рабочей точки на передаточной характеристике выбранного транзистора. Она во многом определяет такие важные параметры усилительного каскада, как динамический диапазон и входное сопротивление. Рекомендуемые значения \({U_{ЗИ}}_0\) также часто можно найти в справочных данных на транзистор. Тем не менее следует понимать, что данный параметр не имеет явной аналогии с напряженем база—эмиттер в схемах с биполярными транзисторами и диапазон его возможных значений довольно широк. Действительно, ведь в биполярных схемах мы имеем дело с прямосмещенным переходом, фактически работающим как стабилизатор напряжения 0,6...1,0 В. В случае же полевых транзисторов с управляющим переходом ситуация противоположна — в активном режиме управляющий переход смещен в обратном направлении и его поведение скорее похоже на поведение стабилизатора тока (в транзисторах с изолированным затвором и затвором Шоттки процессы, определяющие ток затвора в активном режиме работы, более сложны). Таким образом, выбор оптимального значения \({U_{ЗИ}}_0\) может оказаться весьма нетривиальной задачей. Определяющим тут обычно бывает назначение проектируемого каскада. Например, в высокочастотных усилителях наибольшее значение имеет коэффициент шума, поэтому все параметры по постоянному току выбираются исходя из значений, рекомендуемых в справочнике для режима с минимальным коэффициентом шума или с оптимальным коэффициентом усиления (максимальльное усиление по мощности при заданном максимально допустимом коэффициенте шума). В низкочастотных усилителях на первое место выходит требуемый динамический диапазон и термостабильность (напомним, что установка \({U_{ЗИ}}_0\) вблизи термостабильной точки позволяет обеспечить устойчивость усилительного каскада к изменению температурного режима в широком диапазоне).

В число исходных данных, как правило, входит также и ток затвора \({I_З}_0\). Определение точного значения для тока затвора по стандартным справочным данным бывает довольно затруднительным. В справочниках этот параметр часто присутствует и называется током утечки затвора. Однако приводимые там значения обычно соответствуют верхней (максимальной) границе возможного диапазона, а сам этот диапазон вероятных значений относительно широк из-за технологического разброса физических параметров транзисторов, который имеет место при производстве. Тем не менее в большинстве случаев даже такое неточное, оценочное значение оказывается вполне достаточным, поскольку его влияние на результаты вычислений относительно мало. Но бывают схемы (в первую очередь это касается высокочувствительных низко- и среднечастотных усилителей), в которых точный расчет без знания точного значения тока затвора невозможен, а учитывая высокую температурную зависимость данного параметра (особенно у МДП-транзисторов), затруднительным оказывается и обеспечение работоспособности схемы в широком диапазоне температур. В подобных ситуациях у разработчика практически не остается иного выхода, кроме отказа от предварительного расчета номиналов зависимых от тока затвора компонентов и перехода к их экспериментальному подбору индивидуально для каждого каскада и устройства.

Одним из ключевых и легко измеримых на практике физических параметров любого биполярного транзистора является статический коэффициент передачи тока базы \(\beta_{СТ}\), отражающий зависимость тока в коллекторной цепи от тока в цепи базы. Его эквивалент в системе статических \(H\)-параметров транзистора-четырехполюсника — коэффициент передачи тока в режиме короткого замыкания на выходе в схеме с ОЭ \(\left( h_{21Э} \right)\). Легкость измерения данного параметра для любого отдельно взятого биполярного транзистора предопределяет его широкое использование в основных расчетных формулах. Однако при переходе к полевым транзисторам оказывается, что ни один из элементов системы \(H\)-параметров транзистора-четырехполюсника не имеет такого же явного и легко измеряемого эквивалентного физического параметра. Чтобы не усложнять расчетные формулы, в случае с полевыми транзисторами мы переходим к использованию системы \(Y\)-параметров транзистора-четырехполюсника, для которой такая эквивалентность имеется. Речь идет о параметре, называемом крутизной характеристики передачи (\(S\)). Его эквивалент в системе статических \(Y\)-параметров — проводимость прямой передачи в режиме короткого замыкания на выходе в схеме с ОИ \(\left( y_{21И} \right)\). Таким образом, в приводимых ниже расчетных формулах в составе набора требуемых исходных данных будет часто присутствовать крутизна характеристики передачи полевого транзистора \(S\).

Продолжая сравнение с биполярными транзисторами заметим, что относительный разброс величины крутизны характеристики передачи внутри одной серии у полевых транзисторов обычно поменьше, чем у биполярных (по коэффициенту передачи тока базы). В то же время значение \(S\) сильно зависит от текущего электрического и теплового режима. И здесь уже полевые транзисторы оказываются впереди биполярных. Напомним, что статический коэффициент передачи тока базы биполярных транзисторов обычно может изменяться в пределах 10...50% при изменении электрического и теплового режима работы транзистора. Крутизна же характеристики передачи у полевых приборов, работающих в режиме усиления, может очень сильно зависеть (изменяться в 3...5 раз) от тока через канал (\({I_С}_0\) или \({I_И}_0\)) и температуры. И конечно, она в значительной мере определяется напряжением затвор–исток \({U_{ЗИ}}_0\), которое собственно и задает исходную рабочую точку на передаточной характеристике прибора.

Приблизительное значение крутизны передачи \(S\) для применения в расчетах обычно может быть найдено в стандартных справочных данных на транзистор. Однако следует помнить обо всем, что сказано выше о его зависимости от выбранной рабочей точки, и от физических свойств конкретного экземпляра примененного транзистора. Иногда для точного расчета номиналов элементов схемы может понадобиться экспериментальное измерение крутизны характеристики передачи \(S\) именно у того транзистора, который предполагается применить в схеме. Тем не менее следует понимать, что необходимость подобных измерений продиктована не только присутствием в некоторых формулах величины \(S\), но и тем влиянием, которое эта величина оказывает на результаты вычислений. Выяснить степень данного влияния на практике проще всего непосредственным вычислением, подставляя в формулу различные (вероятные для используемого транзистора и режима) значения \(S\) и проверяя, насколько при этом меняется результат. Если изменение результата относительно невелико, то и в точном измерении \(S\) нет необходимости — можно обойтись приблизительными справочными данными. В справочниках часто приводится типовое значение \(S\), а иногда и типовые зависимости \(S(T)\), \(S \left( I_С \right)\), \(S \left( U_{ЗИ} \right)\). По типовым зависимостям всегда можно приблизительно оценить, каким будет значение крутизны \(S\) в среднестатистических условиях работы каскада — его и следует использовать в расчетных формулах.

Еще раз обращаем внимание читателя на то, что речь здесь идет именно о статических параметрах транзистора (в системе статических \(Y\)-параметров крутизна характеристики передачи \(S\) эквивалентна статическому коэффициенту проводимости прямой передачи в режиме короткого замыкания на выходе в схеме с ОИ — он может обозначаться как \(y_{21И}\)), а не о параметрах для малого сигнала \(\left( y_{21и} \right)\), значения которых также иногда указываются в справочной документации на полевые транзисторы3. У большинства современных маломощных полевых транзисторов величина \(S\) лежит в пределах от 0,1...1,0 мА/В для низкочастотных приборов и до 20...50 мА/В для приборов диапазона СВЧ. Как видим, разброс очень велик — так что без знания (хотя бы приблизительного) этого параметра более или менее точный расчет схем невозможен.

При разработке электронных устройств важным вопросом является обеспечение правильного питания. Тут возможны различные методики работы. По одной из них все параметры цепей питания определяются после расчета основных каскадов и подгоняются под них. Однако на практике обычно используется несколько иной способ. А именно, напряжение источника питания задается еще на начальном этапе (в большинстве случаев это не вызывает никаких проблем), а расчет остальных каскадов производится уже исходя из этой заданной величины. Остается только отследить соответствие мощности потребления схемы возможностям использованного источника питания. Мы будем придерживаться второй более практичной методики, т.е. \(U_П\) во всех случаях полагается известным.

Далее при рассмотрении конкретных схем мы столкнемся с необходимостью предварительного (до начала расчетов) задания и еще некоторых величин. Причем не всегда указанные величины могут быть взяты из справочников или измерены экспериментально. Часто их выбор производится эмпирически из соображений здравого смысла и условий эксплуатации проектируемого каскада.

Например, нам может понадобиться знание глубины обратной связи по току или напряжению, реализовать которую мы намереваемся в каскаде. Напомним, что обратная связь позволяет улучшить стабильность исходной рабочей точки по постоянному току при воздействии внешних дестабилизирующих факторов. Учитывая, что реальный транзистор — прибор в значительной степени нелинейный, а также помня о влиянии цепей обратной связи по постоянному току на сигналы и параметры каскада в рабочей полосе частот, мы не можем в рамках данной главы описать критерии, по которым разработчик должен выбирать точную величину глубины внутрикаскадных ООС в различных ситуациях. Здесь, вообще говоря, недостаточно информации для полного решения этого вопроса (не хватает подробного описания нелинейных свойств транзисторов). Поэтому в дальнейшем при проведении расчетов мы будем полагать, что требуемая глубина ООС заранее известна.

Большой выбор схем при реализации цепей смещения обусловлен наличием множества внешних факторов, которые в различных устройствах могут учитываться по-разному и иметь значительный разброс по степени важности их учета разработчиком. Одним из основных таких показателей является температурная стабильность каскада. Для оценки этого параметра в схемах на биполярных транзисторах применяется т.н. коэффициент нестабильности тока коллектора \({S_I}_К\), который определяется как отношение допустимого изменения коллекторного тока транзистора \(\Delta {I_К}_0\) к вызвавшему его изменению обратного тока коллекторного перехода \( \Delta {I_К}_{Б обр}\):

\( {S_I}_К = \cfrac{\Delta {I_К}_0}{\Delta I_{КБ обр}} \).

 

Здесь следует заметить, что обратный ток коллектора — один из наиболее температурно-зависимых параметров биполярного транзистора. Именно его колебания во многом определяют температурные изменения статических характеристик. Т.е., коэффициент нестабильности отражает степень смещения исходной рабочей точки по постоянному току биполярного транзистора при колебаниях температуры. Чем более устойчива схема к колебаниям температуры, тем ближе к единице оказывается ее коэффициент нестабильности \({S_I}_К\). При переходе к полевым транзисторам картина меняется кардинально. Здесь мы уже не можем опираться на какие-то физические параметры транзистора, аналогичные обратному току коллектора в случае биполярных приборов. Более того, выше мы говорили, что различные физические эффекты в полевых транзисторах приводят к появлению термостабильной точки — режима, в котором рабочая точка каскада не изменяется при колебаниях температуры. Все это приводит к тому, что для схем не полевых транзисторах не существует какого-либо общепринятого критерия оценки их температурной устойчивости — считается, что эта устойчивость в основном обеспечивается правильным выбором типа и режима работы транзистора. На практике, однако, в подавляющем большинстве случаев нам приходится сталкиваться с ситуациями, когда режим работы транзистора не совпадает с его термостабильной точкой. И если в случае полевых транзисторов с управляющими переходами мы действительно часто можем пренебречь этим фактором, то в случае использования МДП-приборов недооценка температурной зависимости характеристик затвора может привести к полной неработоспособности схемы вне стен лаборатории.Таким образом, наличие некоторого критерия, который поможет оценить степень устойчивости к внешним воздействиям различных схем смещения полевых транзисторов, становится практической необходимостью. Мы будем использовать для этих целей коэффициент (назовем его коэффициентом нестабильности тока стока), выражаемый как отношение изменения тока стока \(\Delta {I_С}_0\) к вызвавшему его изменению тока утечки затвора \(\Delta I_{З ут}\).

\( {S_I}_С = \cfrac{\Delta {I_С}_0}{\Delta {I_{З ут}}} \).

 

Формальное толкование коэффициента \({S_I}_С\) во многом совпадает со случаем схем на биполярных транзисторах. Т.е., чем более устойчива схема к колебаниям температуры, тем ближе к единице оказывается коэффициент нестабильности \({S_I}_С\), а с ухудшением устойчивости этот коэффициент растет.

Иногда при проектировании схемы обеспечение надлежащей температурной стабильности является одним из основных требований. Это может выражаться в задании некоторого числового значения коэффициента нестабильности, которому должна удовлетворять схема (т.е. \({S_I}_С\) становится одним из исходных параметров расчетов). Не всегда удается достичь заданного показателя только лишь правильным выбором номиналов элементов (тем не менее там, где это возможно, пригодятся приводимые далее формулы) — может оказаться, что выбранная схема цепей смещения не обеспечивает нужного уровня температурной стабилизации рабочей точки или при вычисленных номиналах элементов значительно (выше разумного предела) деградируют другие важные показатели каскада (потребляемый ток, входное сопротивление и т.п.). В таком случае разработчику необходимо изменять схемотехнику цепей смещения, переходя к использованию более стабильных решений. Мы везде будем приводить формулы, позволяющие вычислить коэффициент нестабильности \({S_I}_С\) рассматриваемой схемы при известных номиналах некоторых ее элементов.

Перед тем как перейти наконец к описанию конкретных схем и методик расчета, отметим еще один момент, касающийся воплощения полученных результатов на практике. Естественно, что числовые значения номиналов резисторов, рассчитываемые по приводимым далее формулам, оказываются дробными. На практике мы вынуждены использовать сопротивления с номиналами, близкими к расчетным. Также и сама теоретическая модель, из которой выводятся формулы, не всегда достаточно точно отражает реальные физические процессы в транзисторе. Все это приводит к тому, что при практическом исполнении вроде бы корректно рассчитанной схемы реальные токи и напряжения в цепях могут значительно отклониться от тех значений, которые мы хотели бы там видеть. В этом случае требуется экспериментальный подбор номиналов некоторых элементов схемы. Далее на принципиальных схемах мы будем указывать резисторы (звездочкой у обозначения резистора), подбором которых осуществляется точная установка выбранной исходной рабочей точки по постоянному току. В реальных устройствах иногда оказывается удобным вместо подбора резистора установить на его место подстроечный резистор и осуществлять регулировку без перепайки. Пунктирная линия на наших схемах будет указывать на параметр, который устанавливается регулировкой данного резистора.

 

__________________________________________ 

1 Наличие значительного разброса параметров, вызванного несовершенством технологий производства, долгое время было существенным сдерживающим фактором, мешающим широкому распространению полевых транзисторов в промышленной аппаратуре. В последние годы эта проблема была решена, и сегодня влияние данного фактора уже не оказывается определяющим при выборе между полевыми и биполярными транзисторами.

2 Справедливости ради, здесь стоит отметить, что в справочной документации на полевые транзисторы различные виды статических характеристик приводятся довольно часто, чего никак нельзя сказать о биполярных транзисторах, где это скорее редкое исключение.

3 К сожалению составители справочников не всегда понимают разницу между статическими и дифференциальными параметрами. В результате понять, какое из двух значений представлено в каждом конкретном случае, бывает сложно. Основной причиной данного явления является то, что и сами производители зачастую пренебрегают уточнениями предоставляемых ими данных из-за того, что разница между параметрами для постоянного и малого переменного сигналов может быть весьма незначительна. В данном случае нас может выручить то, что для полного расчета схемы нам достаточно знать только два любых параметра из трех \( \left( {I_С}_0, {U_{ЗИ}}_0, S \right) \) для выбранной исходной рабочей точки. Третий может быть вычислен исходя из соотношения \( S = \cfrac{{I_С}_0}{{U_{ЗИ}}_0}\) .

 

 

 

Конструирование схем




Все права защищены © 1997-2011 Перепечатка возможна только по согласованию с владельцем авторских прав. admin@club155.ru

Яндекс.Метрика               Сервер радиолюбителей России - схемы, документация,

 соревнования, дипломы, программы, форумы и многое другое!   схемы новости электроники