logo

Главная Усилительные каскады и устройства Схемотехника усилителей Схема с ОЭ Трансформатор в цепи ОС

Типовой усилительный каскад на биполярном транзисторе по схеме с ОЭ и его анализ: Каскад с трансформаторной обратной связью

Печать
Схемотехника - Схемотехника и конструирование схем

 

При построении самых разнообразных усилительных схем одной из основных целей, стоящих перед разработчиком (наряду с задачей обеспечения надлежащего усиления), является минимизация уровня нелинейных искажений, вносимых в сигнал. В низкочастотных усилителях это необходимо для повышения качества звучания. Для высокочастотных каскадов важность данного параметра является несколько менее очевидной. Однако вспомним следующее: нелинейные искажения в наибольшей степени проявляются либо при слабых входных сигналах, когда они обусловлены шумами усилителя, либо при слишком сильных входных сигналах, когда рабочая точка транзистора выходит за пределы области линейного усиления. Сам факт проявления нелинейностей в характеристике усилителя является причиной интермодуляции — процесса взаимодействия между разнообразными гармониками сигналов и шумов, присутствующих в усилителе, в результате чего в рабочий сигнал вносятся дополнительные нелинейные искажения, т.е. уровень нелинейных искажений нарастает лавинообразно (в высокочастотных усилителях интермодуляционные искажения к моменту выхода транзистора из режима линейного усиления обычно уже существенно превышают искажения, вызываемые непосредственно нелинейностью передаточной характеристики). Все это чревато сужением динамического диапазона, падением чувствительности, потерей устойчивости и, в конечном счете, самовозбуждением каскада.

Бороться с нелинейными искажениями можно несколькими способами. Во-первых, можно минимизировать спектр сигналов, попадающих на вход усилителя, путем включения узкополосного фильтра на его входе. Это снизит уровень интермодуляции, поскольку меньшее число ненужных гармонических составляющих будет попадать в усилитель, однако дополнительное затухание, вносимое входным фильтром, приведет к падению чувствительности усилителя, что не всегда приемлемо. Во-вторых, разумным будет максимально снизить уровень собственных шумов усилителя. Это достигается, в первую очередь, за счет правильного выбора транзистора и оптимизации его режима работы по постоянному току (дополнительный выигрыш можно получить, минимизировав потери мощности полезного сигнала во всех цепях усилительного каскада). Данный путь опять-таки ведет к уменьшению интермодуляции (между сигналом и шумом), а также к расширению динамического диапазона каскада снизу за счет повышения чувствительности. И, наконец, третьим методом является воздействие на первопричину, т.е. коррекция передаточной характеристики с целью придания ей более линейного вида, что возможно при введении в каскад цепей обратной связи. В данном случае мы добиваемся снижения уровня интермодуляции и, как следствие, расширения динамического диапазона не за счет устранения ненужных составляющих сигнала, а за счет подавления физического процесса, являющегося причиной самой интермодуляции.

Выше мы уже рассмотрели несколько способов введения обратных связей в усилительный каскад, выполненный по схеме с ОЭ. Выяснилось, что с помощью ООС по току или ООС по напряжению мы можем очень эффективно влиять на частотные характеристики и коэффициент усиления всего каскада (а следовательно, и на уровень нелинейных искажений, динамический диапазон и т.п.). Однако в обоих случаях мы предполагали использование в качестве основных составляющих цепей обратной связи резистивных элементов.

Действительно, очень легко охватить усилительный каскад отрицательной обратной связью по току, просто включив в эмиттерную цепь транзистора обычное сопротивление. Но в этом случае будет иметь место ряд в общем-то вредных физических явлений, которые мы до сих пор и не рассматривали. Опишем их по порядку.

Протекание переменного тока через чисто активное сопротивление связано с совершенно бесполезной потерей энергии. Энергии, которая могла бы попасть на выход усилителя, увеличив его общий коэффициент усиления. Чем больше величина активного сопротивления в эмиттерной цепи, тем большая энергия на нем теряется. Несколько по-другому ведут себя реактивные элементы. Здесь протекание тока связано с двумя идущими попеременно процессами накопления и отдачи энергии, т.е. бесполезных потерь нет. В терминах мощности для выходной цепи схемы с общим эмиттером (например, по рис. 5.2) можно записать (здесь под переменными составляющими токов в цепях понимаются их действующие значения или комплексные действующие значения; см. раздел Обозначения и соглашения):

 

\( {P_{вх}}_\sim + {P_\beta}_\sim = {P_Э}_\sim + {P_К}_\sim + {P_{вых}}_\sim \), 

где:

    \({P_{вх}}_\sim = {I_{вх}^2}_\sim R_{вх} \) — мощность сигнала, подаваемого на вход усилителя;

    \({P_\beta}_\sim \)— мощность, генерируемая источником тока в коллекторной цепи транзистора;

    \({P_Э}_\sim = {I_{Э}^2}_\sim \left( r_э +R_{Э} \right) \) — мощность, теряемая в эмиттерной цепи транзистора на последовательном включении дифференциального сопротивления эмиттерной области \(r_э\) и внешнего сопротивления обратной связи \(R_Э\);

    \({P_{К}}_\sim = {I_{\gamma}^2}_\sim R_{К} \)— мощность, выделяемая на коллекторном сопротивлении \(R_К\);

    \({P_{вых}}_\sim = {I_{Н}^2}_\sim R_{Н} \)— мощность, передаваемая в нагрузку.

     

Если теперь мы заменим активное сопротивление \(R_Э\), например, на индуктивность, то мощность, выделяемая в эмиттерной цепи, перестанет быть чисто активной (выражаемой действительным числом) — у нее появится реактивная составляющая (т.е. \({P_Э}_\sim = P_{акт} + jP_{реакт}\)), а активная составляющая значительно уменьшится (она будет обусловлена только сопротивлением \(r_э\)). Но уравнение баланса мощностей, приведенное выше, по-прежнему должно выполняться. Причем, учитывая резистивный характер нагрузки и других внешних элементов в цепи коллектора, единственное слагаемое в этом уравнении, которое также может измениться, став комплексным, — это мощность, генерируемая источником тока в цепи коллектора \(P_\beta\) (входная мощность \(P_{вх}\) также приобретает некоторую реактивную составляющую, но ее абсолютное значение слишком мало по сравнению с мощностью, выделяемой в эмиттерной цепи, и не может сколь-либо существенно повлиять на стоящую слева в уравнении баланса мощностей сумму). Если построить векторные диаграммы, отразив на них в виде векторов все упомянутые в уравнении комплексные мощности, для двух возможных видов элементов в цепи ООС, но при условии сохранения абсолютных значений всех слагаемых, кроме \({P_{вых}}_\sim\) (здесь мы этого не делаем, т.к. данный анализ относится скорее к теории цепей), то можно увидеть, что абсолютное значение мощности, подводимой к нагрузке, увеличится (поскольку в нашем случае нагрузка чисто активная, то, естественно, увеличивается активная составляющая выходной мощности).

Конечно, процессы в реальных цепях несколько отличны от представленной здесь идеализированной картины. Нагрузка может заметно отличаться от чисто резистивной, барьерные и диффузионные емкости транзистора вносят свой вклад в появление реактивных составляющих и в других звеньях эквивалентной схемы, да и усилительные свойства транзистора в общем случае зависят от характера проводимостей, включаемых в его выходную цепь. Однако ясно тут одно — применение реактивных элементов в цепях обратной связи при правильном их согласовании с другими звеньями усилительной схемы позволяет уменьшить потери энергии сигнала в каскаде и, соответственно, поднять коэффициент усиления по мощности, сохранив все те преимущества, которые дает обратная связь в плане расширения динамического диапазона и уменьшения нелинейных искажений. Следует только помнить, что введение реактивных элементов в цепи ООС приводит к частотной зависимости их параметров, а соответственно, и к частотной зависимости параметров всего усилителя в целом. Этим свойством часто пользуются для того, чтобы сформировать аплитудно-частотные и фазочастотные характеристики усилителя, т.е. осуществлять обратную связь и формировать АЧХ (ФЧХ) могут одни и те же цепи.

С применением активных резистивных элементов в высокочастотных усилительных каскадах связана еще одна проблема. Дело в том, что любой резистор является шумящим элементом. Его шумы обусловлены целым рядом факторов и зависят от конструктивного исполнения, величины сопротивления, приложенного к нему постоянного и переменного напряжения, температуры окружающей среды и т.п. На эквивалентной схеме такие шумы можно было бы представить в виде некоторого генератора напряжения шума, включаемого последовательно с каждым резистивным элементом схемы. Увеличение собственных шумов усилителя приводит к уменьшению чувствительности и динамического диапазона. И если в низкочастотных усилителях уровень собственных шумов настолько низок по сравнению с уровнем полезного сигнала, что о нем часто просто и не вспоминают, то по мере роста частоты данная проблема становится все более значимой. А на частотах порядка 1 ГГц и выше ее можно считать основной проблемой.

Уменьшить уровень собственных шумов до нуля невозможно, но возможно минимизировать этот показатель, правильно спроектировав усилительный каскад, т.е. сделать так, чтобы он содержал как можно меньшее число источников шума. Поскольку активные сопротивления, как было сказано выше, являются такими источниками, то в высокочастотных усилителях в цепях прохождения сигнальных токов часто стремятся использовать реактивные элементы (емкости и индуктивности), собственные шумы которых ниже. Это касается как цепей обратной связи, так и всех других цепей усилителя. При этом резистивные элементы цепей смещения транзистора выносятся за пределы контуров протекания сигнальных токов с помощью дополнительных емкостей и индуктивностей (например, как это было показано на рис. 5.10 для входного делителя напряжения).

Перейдем наконец к рассмотрению схемы усилительного каскада с ОЭ, в котором обратная связь реализуется на основе связанных индуктивностей без дополнительного применения резистивных элементов. Пример полной принципиальной схемы такого усилителя (а она может быть и другой) представлен на рис. 5.11, а на рис. 5.12 показан упрощенный вид данной схемы для высокочастотного сигнала. В процессе дальнейшего анализа все переменные составляющие токов и напряжений в цепях будем полагать гармоническими и представлять в виде их комплексных амплитуд (см. раздел Обозначения и соглашения).

 

Высокочастотный усилительный каскад по схеме с ОЭ с цепями обратной связи на основе связанных индуктивностей

Рис. 5.11. Высокочастотный усилительный каскад по схеме с ОЭ с цепями обратной связи на основе связанных индуктивностей

 

Упрощенная схема для ВЧ каскада на рис. 5.11

Рис. 5.12. Упрощенная схема для ВЧ каскада на рис. 5.11

 

Прежде чем перейти к построению эквивалентной схемы усилителя, сделаем некоторые пояснения относительно того, как в этой схеме правильно представить связанные индуктивности \(L2\), \(L3\) и \(L2\), \(L4\).

В общем случае поведение связанных контуров достаточно сложное, и подробное представление об этом читатель может получить, обратившись к теории цепей. Здесь же мы рассмотрим один из частных случаев — линейные трансформаторы.

Трансформатором называется устройство для передачи энергии из одной части электрической цепи в другую, основанное на использовании явления взаимоиндукции. Трансформатор состоит из нескольких связанных катушек индуктивности (обмоток), которые для повышения индуктивности и уменьшения потоков рассеяния могут размещаться на общем ферромагнитном (или ином) сердечнике (магнитопроводе). Одну из обмоток трансформатора обычно подключают к источнику энергии (т.н. первичная обмотка), а к остальным обмоткам (вторичные обмотки) подсоединяют различные нагрузки. В связи с тем, что свойства материала сердечника существенно зависят от напряженности пронизывающих его магнитных полей и, следовательно, от создающих эти поля токов, трансформатор с сердечником представляет собой в общем случае устройство с нелинейными характеристиками. Процессы в нем описываются нелинейными дифференциальными уравнениями. В трансформаторе без сердечника электрические процессы могут быть описаны линейными дифференциальными уравнениями, поэтому такой трансформатор называется линейным. В ряде случаев, когда нелинейность характеристик материала сердечника не оказывает существенного влияния на характеристики трансформатора, его также приближенно рассматривают как линейный. При анализе цепей для представления линейных трансформаторов могут использоваться различные схемы замещения.

Поведение реального трансформатора достаточно сложное. Для упрощения анализа схем часто пренебрегают рядом физических процессов, имеющих место в трансформаторах, и пользуются понятием идеальный трансформатор.

Идеальным трансформатором называется идеализированный четырехполюсный элемент, представляющий собой две связанные индуктивности с коэффициентом связи, равным единице. Входное сопротивление идеального трансформатора в режиме холостого хода на выходе полагается равным бесконечности (т.е. входной ток в этом случае нулевой). Комплексная схема замещения идеального трансформатора представлена на рис. 5.13. Коэффициент \(n\) на этой схеме называется коэффициентом трансформации и может быть найден через индуктивности обмоток трансформатора:

\( n= \sqrt{\cfrac{L2}{L1}}\),

где \(L1\), \(L2\) — соответственно индуктивности первичной и вторичной обмоток.

 

Схема замещения идеального трансформатора

Рис. 5.13. Схема замещения идеального трансформатора

 

Индуктивно связанные контуры при определенных условиях могут рассматриваться как идеальные трансформаторы. Например, в некотором приближении так можно представить совокупность двух высокодобротных сильно связанных резонансных контуров, настроенных на одну частоту и работающих в режиме полного резонанса. Естественно, что даже при незначительном отклонении от резонансной частоты модель идеального трансформатора здесь уже не пригодна. Однако и на низких, и на высоких частотах широкое распространение получили такие конструкции индуктивных систем, для которых в широком диапазоне частот со вполне приемлемой точностью использование эквивалентной схемы с рис. 5.13 будет правильным. Конструктивное исполнение данных трансформаторов может быть очень разным и существенно зависит от частотного диапазона, на который они рассчитаны. Говоря о степени точности линейной идеализированной модели, отметим, что в реальной жизни удается достигать высокой линейности характеристики передачи широкополосного трансформатора в диапазоне от 2...3 октав до 10 октав и более. При этом потери не превышают 0,5...0,8 дБ, а на частотах ниже 20...50 МГц могут составлять менее 0,1 дБ. Основным фактором, который иногда вынуждает корректировать модель идеального трансформатора, является т.н. ток намагничивания, который всегда присутствует в реальных цепях и не позволяет считать стремящимся к бесконечности входное сопротивление трансформатора в режиме холостого хода по выходу. Кроме того, в реальных трансформаторах приходится учитывать влияние межвитковых и межобмоточных емкостей. В определенных случаях отразить влияние указанных факторов в эквивалентной схеме можно, включив сопротивления параллельно с генератором тока и последовательно с генератором напряжения (рис. 5.14). Заметим, однако, что хотя мы и использовали на рис. 5.14 обозначения резистивных элементов, но поскольку речь идет об обобщенной комплексной схеме замещения, то они вполне могут иметь и индуктивно-емкостный характер. На практике часто приходится корректировать используемую эквивалентную схему в зависимости от конструктивных особенностей трансформатора и способа его включения в электрические цепи. При проектировании, анализе и изготовлении схем с трансформаторами, как правило, приходится внимательно следить за полярностью подключения различных выводов его обмоток, для этого на принципиальных схемах начальный вывод индуктивности всегда обозначается точкой.

 

Уточненная комплексная схема замещения трансформатора

Рис. 5.14. Уточненная комплексная схема замещения трансформатора

 

Итак, в качестве связанных индуктивностей в схеме на рис. 5.11 выступают широкополосные трансформаторы. На высоких частотах получили распространение трансформаторы на тороидальных сердечниках и т.н. трансформаторы на линии. Иногда они могут дополняться специальными компенсирующими элементами (на рис. 5.11 не показаны), улучшающими их характеристики в рабочем диапазоне частот. В нашем случае наиболее подходящим будет использование трансформатора на тороидальном сердечнике (в маломощных усилителях необходимости в применении каких-либо компенсирующих элементов обычно нет).

Его конструкция, например, для диапазона частот 10...100 МГц показана на рис. 5.15. При правильном исполнении в таких трансформаторах можно добиться величины затухания в пределах 0,3...0,5 дБ при полосе пропускания до 5 октав.

 

Возможное конструктивное исполнение высокочастотного трансформатора для использования в усилительном каскаде по схеме на рис. 5.11

Рис. 5.15. Возможное конструктивное исполнение высокочастотного трансформатора для использования в усилительном каскаде по схеме на рис. 5.11

 

Важной конструктивной особенностью трансформатора, приведенного на рис. 5.15, является высокая связь (емкостная и индуктивная) между его различными обмотками, т.е мы не можем использовать модель идеального трансформатора при анализе схемы. Попробуем разобраться в характере данной связи.

Медные проводники, идущие параллельно или равномерно скрученные, для высокочастотного сигнала могут рассматриваться как линия передачи с некоторым волновым сопротивлением \(Z_л\). Причем характер этого сопротивления в некотором приближении приемлемо считать чисто активным и не зависящим от частоты. Т.е. на эквивалентной схеме трансформатора можно отражать влияние данного вида связи добавлением резистивных элементов с положительными действительными параметрами. Для трансформатора на рис. 5.15, если рассматривать только обмотки \(L2\), \(L3\), необходимо включить сопротивление \(Z_л\) между выводами 2—4 (для нашего случая \(Z_л \approx {50 Ом}\)). Учитывая схему включения трансформатора в усилительном каскаде, его итоговая эквивалентная схема будет выглядеть так, как показано на рис. 5.16 (где \(n\) — отношение числа витков в обмотке \(L2\) к числу витков в обмотке \(L3\)). Это представление мы уже можем использовать в полной эквивалентной схеме усилителя.

 

Эквивалентная схема широкополосного трансформатора (две обмотки) с рис. 5.15 при включении по рис. 5.11

Рис. 5.16. Эквивалентная схема широкополосного трансформатора (две обмотки) с рис. 5.15 при включении по рис. 5.11

 

Заметим, что, переходя от схемы на рис. 5.11 к ее упрощенному виду на рис. 5.12, мы разделили один трансформатор с тремя обмотками на две части. При построении эквивалентной схемы усилителя мы пойдем еще дальше — вообще не будем рассматривать вторую часть, поскольку она нужна только для согласования с нагрузкой. Т.е. мы будем предполагать, что в схеме используется трансформатор с одной вторичной обмоткой, а нагрузка подключается непосредственно к выводу коллектора транзистора и при этом она уже согласована с выходным сопротивлением каскада (конечно, третья обмотка также оказывает некоторое влияние на режим работы каскада, но это влияние незначительно, и им можно пренебречь).

Учитывая все описанные выше особенности, эквивалентная схема усилительного каскада с ОЭ по рис. 5.11 для переменных составляющих токов и напряжений в рабочем диапазоне частот имеет вид, показанный на рис. 5.17.

 

Эквивалентная схема усилительного каскада с ОЭ с трансформаторной обратной связью

Рис. 5.17. Эквивалентная схема усилительного каскада с ОЭ с трансформаторной обратной связью (рис. 5.11)  

 

Прежде чем проводить анализ этой схемы, отметим следующие моменты. На высоких частотах важным является согласование импедансов любых схем с предыдущими и последующими каскадами. Условие согласования предполагает равенство активных составляющих входных и выходных сопротивлений согласуемых каскадов. Т.е. в процессе анализа, допустив, что согласование импедансов выполнено корректно, мы будем придерживаться следующих допущений:

\(Z_Г = Z_{вх}^*\), \(Z_Н = Z_{вых}^*\)   (здесь \({}^*\) означает комплексное сопряжение).

 

Также будем полагать, что в рабочем диапазоне частот \(Z_L \to \infty\) и все остальные сопротивления имеют чисто активный характер (такое допущение обычно правомерно, если предельная частота коэффициента передачи примененного транзистора в 5...10 раз превышает частоту рабочего сигнала).

Наряжения и токи в эквивалентной схеме на рис. 5.17 описываются следующей системой уравнений:

 

\( {I_Б}_\sim \left( \beta + 1 \right) = n {I_\gamma}_\sim + \cfrac{{U_{ОС}}_\sim}{Z_л}\) ;  \({I_Н}_\sim = \cfrac{n U_{ОС}}{Z_Н}\);

\( {I_Н}_\sim - {I_\gamma}_\sim  = \beta {I_Б}_\sim \); \( {I_L}_\sim Z_L = {e_с}_\sim - {I_{вх}}_\sim Z_Г\);

\( {I_{вх}}_\sim = {I_L}_\sim + \beta {I_Б}_\sim \); \( {U_{ОС}}_\sim = {I_L}_\sim Z_L - {I_Б}_\sim r_{вх}\),

где:

 \( r_{вх} = r_б + r_э \left( \beta + 1 \right) \) — входное сопротивление транзистора в схеме с ОЭ.

 

Все приводимые ниже формулы получены в результате решения данной системы для описанных выше условий.

 

Входной импеданс (\(Z_{вх}\)) определяется соотношением:

\( Z_{вх} = \cfrac{Z_л Z_Н Z_L \left[ 1 + \beta \left( 1 + n \right) \right] + r_{вх} Z_L \left( Z_Н + n^2 Z_л \right)}{Z_Н \left( r_{вх} + Z_L \right) + Z_л \left( n^2 \left( r_{вх} + Z_L \right) + Z_Н \left( 1 + \beta \left( 1 + n \right) \right) \right)} \large {}^{{Z_L \to \infty}\atop{\huge =}} \normalsize \)

\(\large {}^{{Z_L \to \infty}\atop{\huge =}} \normalsize \cfrac{Z_л Z_Н \left[ 1 + \beta \left( 1 + n \right) \right] + r_{вх} \left( Z_Н + n^2 Z_л \right)}{Z_Н + n^2 Z_л} \).

 

Видно, что абсолютное значение входного сопротивления так или иначе зависит от множества факторов. Однако более точное представление о характере этих зависимостей можно получить при рассмотрении графика, представленного на рис. 5.18. На этом графике показано, во сколько раз будет изменяться входное сопротивление каскада при изменении волнового сопротивления \(Z_л\) между обмотками трансформатора (параметр \(Z_л\) в случае, описанном на рис. 5.15, равен около 50 Ом, но при изменении, например, диаметра провода или шага скручивания он также изменяется; варьируя конструкцию трансформатора, мы в определенных пределах можем устанавливать величину \(Z_л\) в то значение, которое необходимо для конкретной схемы). При построении графика (вернее, при нахождении области его возможного расположения) предполагается, что нагрузка каскада согласована с его выходом, т.е. \(Z_Н = Z_{вых}^* \) (о том, какое конкретно сопротивление имеет согласованная нагрузка, будет сказано ниже).

 

Зависимость относительного изменения входного сопротивления от относительного изменения волнового сопротивления широкополосного трансформатора при согласованной нагрузке

Рис. 5.18. Зависимость относительного изменения входного сопротивления от относительного изменения волнового сопротивления \(Z_л\) широкополосного трансформатора при согласованной нагрузке

 

Из рис. 5.18 можно сделать ряд практических выводов. Во-первых, если нам необходимо незначительно изменить (например, подобрать при настройке) входное сопротивление каскада, не оказывая при этом влияния на глубину обратной связи в нем, то мы можем добиться этого, корректируя конструктивное исполнение трансформатора при неизменном коэффициенте трансформации \(n\). Изменение параметров трансформатора неизбежно приведет и к изменению выходного сопротивления, поэтому нам потребуются дополнительные меры по восстановлению согласования на выходе каскада. Во-вторых, заметим, что разброс возможных положений графика на рис. 5.18 тем больше, чем больше будет величина дифференциального коэффициента передачи тока базы \(\beta\) примененного транзистора. Т.е. мало того, что входное сопротивление (и другие параметры каскада) непосредственно зависит от величины \(\beta\), но и зависимость эта становится все более значимой по мере роста \(\beta\). Вывод здесь следующий: предугадать свойства усилительного каскада по схеме с рис. 5.11 тем сложнее, чем большее значение коэффициента передачи \(\beta\) имеет примененный в нем транзистор. Отметим, однако, что на высоких частотах транзисторы, как правило, имеют не слишком высокие величины коэффициента передачи тока базы, что в данном случае оказывается полезным, поскольку упрощает настройку.

Характер зависимости входного сопротивления от коэффициента трансформации \(n\) оказывается точно таким же. Т.е. если по оси абсцисс отсчитывать величину \(n\), а по оси ординат — относительное изменение входного сопротивления к его значению при \(n = 1\), то график зависимости окажется в той же заштрихованной области.

Обычно входное сопротивление усилителя по схеме на рис. 5.11 оказывается достаточно высоким (> 1 кОм). Это может затруднить согласование каскада с источником сигнала. Выходом из затруднения является уменьшение эквивалентного сопротивления дросселя \(L1\) в рабочей полосе частот. В крайнем случае вместо этого дросселя можно включить активное сопротивление. При малой величине такого сопротивления (например, 50...100 Ом) общее входное сопротивление каскада определяется практически только им. Следует, однако, помнить, что активное сопротивление является источником шумов, снижающих чувствительность усилителя.

 

Выходной импеданс (\(Z_{вых}\)) усилительного каскада, эквивалентная схема которого представлена на рис. 5.17, в общем случае также оказывается зависимым в первую очередь от параметров примененного транзистора и трансформатора. Однако здесь добавляется еще одно требование — необходимо обеспечить согласование на выходе каскада, т.е. сопротивление нагрузки должно быть равно выходному сопротивлению. Такое равенство приводит к наиболее эффективной передаче мощности в нагрузку, т.е. коэффициент усиления каскада по мощности в этом случае максимален. Вычислительный процесс здесь довольно сложен и громоздок, поэтому мы приведем лишь окончательную формулу для выходного сопротивления усилителя Zвых (и, соответственно, сопротивления нагрузки \(Z_Н\)) при условии полного согласования на входе (\(Z_{вх} = Z_Г^*\)) и выходе (\(Z_Н = Z_{вых}^*\)):

 

\( Z_{вых} = \sqrt{\cfrac{n^4 Z_л^2 r_{вх} \left( r_{вх} + Z_L \right)}{\left( r_{вх} + Z_л \left[ 1 + \beta \left( 1 + n \right) \right] \right) \left( r_{вх} + Z_L + Z_л \left[ 1 + \beta \left( 1 + n \right) \right] \right)}} \large {}^{{Z_L \to \infty}\atop{\huge =}} \normalsize \)

\( \large {}^{{Z_L \to \infty}\atop{\huge =}} \normalsize n^2 Z_л \sqrt{\cfrac{r_{вх}}{r_{вх} + Z_л \left[ 1 + \beta (1 + n) \right]} } \).        (5.14)

 

Зависимость относительного изменения выходного сопротивления при изменении параметра \(Z_л\) идентична представленной на рис. 5.18 зависимости для входного сопротивления. Очень похожи на свойства входного сопротивления и все другие характеристики выходного сопротивления. Нет смысла слишком тщательно рассматривать этот параметр. Ведь для согласования на выходе каскада применяется дополнительная обмотка трансформатора, что позволяет без каких-либо затруднений, просто меняя параметры выходной обмотки, согласовывать каскад с самыми разными нагрузками.

 

Коэффициент усиления по напряжению (\({K_U}_\sim\)) определяется по формуле:

\({K_U}_\sim = \cfrac{Z_Н Z_л n \left[ 1 + \beta \left( 1 + n \right) \right]}{Z_Н Z_л \left[ 1 + \beta \left( 1 + n \right) \right] + r_{вх} \left( Z_Н + n^2 Z_л \right)}\).    (5.15)

 

Коэффициент усиления по току (\({K_I}_\sim\)):

\( {K_I}_\sim = \cfrac{Z_L Z_л n \left[ 1 + \beta \left( 1 + n \right) \right]}{Z_Н \left( r_{вх} + Z_L \right) + Z_л \left( Z_Н \left[ 1 + \beta \left( 1 + n \right) \right] + n^2 \left( r_{вх} + Z_L \right) \right)} \large {}^{{Z_L \to \infty}\atop{\huge =}} \normalsize \)

\( \large {}^{{Z_L \to \infty}\atop{\huge =}} \normalsize \cfrac{Z_л n \left[ 1 + \beta \left( 1 + n \right) \right]}{Z_Н + n^2 Z_л}\).      (5.16) 

 

Коэффициент усиления по мощности (\({K_P}_sim\)) находится путем перемножения соотношений (5.15), (5.16):

\( {K_P}_\sim = \cfrac{Z_Н Z_л^2 n^2 {\left[ 1 + \beta \left( 1 + n \right) \right]}^2}{\left( Z_Н + n^2 Z_л \right) \left[ Z_Н Z_л \left( 1 + \beta (1+n) \right) + r_{вх} \left( Z_Н n^2 Z_л \right) \right)} \).    (5.17)

 

На рис. 5.19 показаны зависимости коэффициентов усиления по напряжению и мощности от коэффициента трансформации \(n\), т.е. фактически от глубины обратной связи при условии полного согласования по входу и выходу. Коэффициент усиления по току при \(n > 1\) можно считать практически неизменным. Увеличивая глубину обратной связи путем уменьшения коэффициента трансформации \(n\), мы добиваемся уменьшения нелинейных искажений и расширения динамического диапазона усилителя, но, как и везде, расплачиваемся уменьшением его общего коэффициента усиления. На практике наиболее приемлемым оказывается выбор значения коэффициента трансформации в пределах \(n = {3...5}\).

 

Пример зависимостей коэффициентов усиления по напряжению и мощности от коэффициента трансформации n для усилительного каскада с трансформаторной обратной связью по схеме на рис. 5.11

Рис. 5.19. Пример зависимостей коэффициентов усиления по напряжению и мощности от коэффициента трансформации n для усилительного каскада с трансформаторной обратной связью по схеме на рис. 5.11

 

Выше мы неоднократно говорили о важности согласования импедансов на входе и выходе высокочастотного усилительного каскада. График на рис. 5.20 показывает зависимость коэффициента усиления по мощности от сопротивления нагрузки. Хорошо видно, что существует некоторое оптимальное значение сопротивления нагрузки, при котором коэффициент усиления максимален. Точное значение этого сопротивления определяется по формуле (5.14), но заметим также, что его некоторое увеличение слабо сказывается на коэффициенте усиления, а вот уменьшение приводит к резкому падению усиления. Этим эффектом иногда пользуются при создании многокаскадных усилителей, когда выход одного каскада, собранного по схеме на рис. 5.11, без дополнительной согласующей обмотки сразу (через конденсатор) подключают ко входу следующего каскада, собранного по такой же схеме. Входное сопротивление второго каскада выше выходного сопротивления первого каскада, так что общий коэффициент усиления падает, но незначительно, а конструкция и настройка упрощаются.

 

Типовая зависимость коэффициента усиления по мощности от сопротивления нагрузки для усилителя по схеме с рис. 5.11

Рис. 5.20. Типовая зависимость коэффициента усиления по мощности от сопротивления нагрузки для усилителя по схеме с рис. 5.11

 

Подводя итог рассмотрению усилительного каскада на биполярном транзисторе во включении с ОЭ с трансформаторной обратной связью, заметим, что наиболее рациональным является использование данной конструкции на высоких частотах (10...500 МГц). Причем только там, где особенную важность имеют такие параметры усилителя, как низкий уровень собственных шумов, широкий динамический диапазон, высокая чувствительность. Еще одной важной особенностью этой схемы, не упоминавшейся ранее, является ее безусловная устойчивость в очень широком частотном диапазоне. Практически все перечисленные свойства имеют место благодаря применению в качестве элемента обратной связи широкополосного трансформатора с тщательно подобранной конструкцией. Если вместо этого трансформатора использовать какие-либо иные виды связанных индуктивностей, то характеристики каскада могут измениться кардинально. В первую очередь это касается рабочего диапазона частот, который практически во всем определяется частотной характеристикой цепи ООС, а также устойчивости усилителя. В любом случае необходимо очень осторожно относиться к любым модификациям данной схемы, поскольку они могут нарушить почти идеальный баланс простоты и эффективности, достигнутый в описанном каскаде. К отрицательным чертам можно отнести: трудоемкость изготовления трансформатора и необходимость в дополнительной настройке (в высокочастотных схемах вообще трудно обойтись без настройки).

Схему с общим эмиттером без колебаний можно называть основным решением биполярной аналоговой схемотехники. В усилителях она почти всегда играет роль главной рабочей лошадки, не обладающей, как правило, какими-то уникальными специализированными свойствами, но обеспечивающей надежную и устойчивую работу при соблюдении большого спектра показателей. Именно высокая универсальность обусловила столь широкое распространение схемы с ОЭ. По своим характеристикам решение с ОЭ очень похоже на схему с ОК. Здесь мы описываем эти схемы по отдельности, но в жизни иногда бывает даже невозможно однозначно классифицировать тип усилительного каскада. Т.е. все, что написано в данном разделе об усилителях с ОЭ, во многих случаях с минимальными отклонениями может быть отнесено и к усилителям с ОК.

 

 

 



Все права защищены © 1997-2011 Перепечатка возможна только по согласованию с владельцем авторских прав. admin@club155.ru

Яндекс.Метрика               Сервер радиолюбителей России - схемы, документация,

 соревнования, дипломы, программы, форумы и многое другое!   схемы новости электроники