Типовой усилительный каскад на биполярном транзисторе по схеме с ОЭ и его анализ: Анализ влияния ООС по току нагрузки

До сих пор мы рассматривали влияние цепей обратной связи только на режим работы транзистора по постоянному току (как средства обеспечения стабильного положения исходной рабочей точки при наличии внешних дестабилизирующих факторов). Теперь, проведя подробный анализ, мы можем сделать некоторые выводы о влиянии обратной связи на усилительные и другие свойства каскада с ОЭ.

В схеме на рис. 5.1 имеет место отрицательная обратная связь по току нагрузки. Она обеспечивается включением в эмиттерную цепь транзистора сопротивления \(R_Э\). Увеличение тока нагрузки приводит к повышению падения напряжения на этом резисторе, что, в свою очередь, вызывает уменьшение напряжения, прикладываемого к эмиттерному переходу, т.е. входного напряжения транзисторного звена.

В рабочей полосе частот для переменного входного сигнала действие данной обратной связи оказывается довольно существенным. Во-первых, из формулы (5.1) видно, что входное сопротивление транзистора rвх увеличивается на величину, равную \((1+ \beta) R_Э\). Учитывая, что значение коэффициента передачи тока базы \(\beta\), как правило, достаточно велико, то даже при относительно незначительной величине сопротивления \(R_Э\) входное сопротивление транзистора rвх для сигнала в рабочей полосе частот увеличивается настолько, что часто перестает оказывать определяющее влияние на полное входное сопротивление усилительного каскада \(R_{вх}\), которое теперь в основном зависит от сопротивления цепи делителя напряжения \(R_Б\). Нельзя сказать, что это явление вредное. Ведь высокое входное сопротивление означает, что данный каскад будет оказывать минимальное влияние на режимы работы и параметры каскада усиления, предшествующего ему. Кроме того, увеличится чувствительность, поскольку теперь слабые сигналы будут наводить бóльшие по амплитуде напряжения на входе каскада, выделяясь из общего шумового фона. Однако в диапазоне СВЧ, когда требуется точное согласование импедансов, рост входного сопротивления полезен далеко не всегда и может привести к потере устойчивости усилителя. Да и упомянутое выше повышение чувствительности также необязательно является положительным явлением. Ведь если в схеме уровень полезного сигнала наверняка превышает уровень помех и является оптимальным при некоторой известной чувствительности усилительного каскада, то повышение чувствительности ведет только к бóльшему усилению сигналов помех, но не полезного сигнала.

Как видно из формул (5.2), (5.3), рассматриваемый вид обратной связи не оказывает влияния на выходное сопротивление, а также на коэффицент усиления по току в рабочей полосе частот усилительного каскада с ОЭ (на самом деле выходное сопротивление все-таки незначительно увеличивается). А вот коэффициент усиления по напряжению, определяемый соотношением (5.4), изменяется очень сильно. Действительно, стоящее в этом соотношении в знаменателе входное сопротивление Rвх, как мы уже выяснили, здорово увеличивается, что означает пропорциональное падение коэффициента усиления по напряжению. Учет ряда допущений привел нас к формуле (5.5), в которой уже явно видна зависимость \({K_I}_\sim\) от величины сопротивления в цепи эмиттера \(R_Э\).

Если увеличение входного сопротивления мы сочли скорее полезным, чем вредным, то падение коэффициента усиления по напряжению однозначно можно считать нежелательным эффектом. Правда, он все-таки сопровождается рядом явлений, которые положительно влияют на другие параметры усилителя. А именно: увеличивается динамический диапазон, уменьшаются линейные и нелинейные искажения, расширяется полоса пропускания. На практике разработчик довольно часто встает перед дилеммой: либо повышать коэффициент усиления, либо снижать уровень искажений. Истина как всегда лежит где-то посередине, и в зависимости от условий применения и назначения усилителя приходится искать некий компромисс между двумя крайностями. И вот здесь пришло время снова вспомнить о конденсаторе \(C_Э\), показанном на рис. 5.1, 5.2 пунктиром.

Каково бы ни было значение резистора \(R_Э\), которое выбирается исходя из требований к температурной стабильности рабочей точки каскада по постоянному току, мы всегда (если только речь не идет об усилителе постоянного тока) можем скорректировать его влияние в рабочей полосе частот. Достигается это включением разнообразных \(RC\)-цепочек вместо одиночного сопротивления \(R_Э\). Если мы шунтируем это сопротивление конденсатором \(C_Э\) (как показано на рис. 5.1), чье эквивалентное сопротивление в рабочей полосе частот пренебрежимо мало, то оказывается, что действие обратной связи на частоте полезного сигнала полностью блокируется (отсюда и название — блокировочный конденсатор), эмиттер транзистора на эквивалентной схеме оказывается заземленным и схема становится полностью отвечающей своему названию — схема с общим эмиттером. Но, как мы уже выяснили ранее, иногда нам могут оказаться нужны те полезные эффекты, которые привносит влияние обратной связи. Чтобы снова не бросаться в крайности, мы можем разделить сопротивление \(R_Э\) на два сопротивления, включенных последовательно, а шунтирующий конденсатор подключить только к одному из них, как показано на рис. 5.3,а. Теперь по постоянному току обратная связь обеспечивается через два последовательно включенных резистора \(R_{Э 1} + R_{Э 2}\), а по переменному току в рабочей полосе частот — только через резистор \(R_{Э 1}\), поскольку суммарное сопротивление цепочки \(R_{Э 2} C_{бл}\) в рабочей полосе частот ничтожно мало. Варьируя соотношение сопротивлений \(R_{Э 1}\) и \(R_{Э 2}\) (но оставляя постоянной их сумму), мы можем установить необходимую нам глубину ООС в рабочей полосе частот, оставляя неизменным режим работы каскада по постоянному току. Возможен и еще один вариант, показанный на рис. 5.3,б. По своим параметрам он ничем не отличается от варианта на рис. 5.3,а, только пути протекания токов в нем другие. По постоянному току здесь задействовано только сопротивление \(R_{Э 1}\), а по переменному — параллельное включение сопротивлений \(R_{Э 1}\) и \(R_{Э 2}\).

Рис. 5.3. Варианты включения RC-цепочек в эмиттерную цепь транзистора в каскаде с ОЭ

До сих пор мы подразумевали, что емкость блокировочного конденсатора выбирается из такого расчета, чтобы его эквивалентное сопротивление в рабочей полосе частот усилителя было ничтожно мало. Но иногда может потребоваться коррекция частотной характеристики усилителя, а делать это особенно удобно, включая корректирующие элементы в цепи обратной связи.

Например, если нам необходимо скорректировать частотную характеристику апериодического усилителя с целью придания ей более линейного вида, мы можем так подобрать емкость блокировочного конденсатора, чтобы его эквивалентное сопротивление в рабочем диапазоне частот было сравнимо по величине с сопротивлением резистора \(R_Э\). Тогда по мере уменьшения частоты сигнала общее эквивалентное сопротивление в цепи обратной связи будет заметно расти, соответственно будет изменяться в сторону уменьшения теоретический коэффициент усиления по напряжению. Реальная частотная характеристика усилительного каскада перестает плавно убывать с ростом частоты, выпрямляется и становится линейной (естественно, максимальной линеаризации можно добиться только при правильном подборе емкости блокировочного конденсатора).

В звено обратной связи могут включаться и гораздо более сложные конструкции, чем были описаны выше. Очень удобно иногда оказывается использовать данную возможность формирования полосы пропускания при построении разнообразных узкополосных усилителей. Включая вместо одиночного блокировочного конденсатора последовательный резонансный контур, мы обеспечиваем большой коэффицент усиления каскада (малое эквивалентное сопротивление в цепи эмиттера) на частотах вблизи резонансной частоты контура и малый коэффициент усиления (большое эквивалентное сопротивление в цепи эмиттера) на всех остальных частотах. Таким образом, частотная характеристика всего усилительного каскада будет в основном определяться частотной характеристикой примененного в цепи обратной связи колебательного контура (ее ширина будет зависеть от добротности контура). На рис. 5.4 представлен пример такого усилительного каскада, являющегося выходным каскадом усилителя записи кассетного магнитофона.

Рис. 5.4. Оконечный каскад усилителя записи кассетного магнитофона