Антенный усилитель диапазона ДМВ: Выбор элементной базы и построение полной принципиальной схемы

В нашем случае выбор элементной базы в первую очередь состоит в выборе двух маломощных высокочастотных транзисторов, которые мы будем использовать в основных усилительных звеньях. Основное требование к этим транзисторам — высокая граничная частота коэффициента передачи тока базы (если мы хотим обеспечить равномерную АЧХ во всем диапазоне 450...800 МГц и иметь минимум проблем при настройке усилителя, то нам необходимо выбирать транзисторы с граничной частотой порядка 4...8 ГГц).

С точки зрения соотношения цена/качество вполне приемлемыми оказываются приборы типа КТ3101А-2. В выбранном частотном диапазоне они обеспечивают коэффициент шума на уровне менее 2 дБ, а граничная частота коэффициента передачи тока составляет порядка 4,5 ГГц. Конечно, мы можем использовать и более высокочастотные транзисторы, например КТ3115 или КТ3132 (\(f_{гр} = 7...7,5 ГГц\)), однако это в большинстве случаев уже не является оправданным с ценовой точки зрения.

Приведем здесь некоторые важнейшие справочные данные о транзисторе КТ3101А-2 (в дальнейшем они нам понадобятся для выбора режима работы по постоянному току).

• Статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ (\(\beta_{СТ}\)) при \({U_{КБ}}_0 = 1 В\), \({I_К}_0 = 5 мА\):

  \(T = +25°C\) ...................................... 35...300;

  \(T = -60°C\) .................................... 17,5...300;

  \(T = +125°C\) ..................................... 35...500.

• Граничная частота коэффициента передачи тока базы при \({U_{КБ}}_0 = 5 В\), \({I_Э}_0 = 10 мА\)

   (типовое значение):............................... 4,5 ГГц.

• Минимальный коэффициент шума при \({U_{КБ}}_0 = 2 В\), \({I_Э}_0 = 2 мА\), \(f = 1 ГГц\)

  (типовое значение):................................. 1,9 дБ.

• Оптимальный коэффициент усиления по мощности при \({U_{КБ}}_0 = 2 В\), \({I_Э}_0 = 2 мА\), \(f = 1 ГГц\)

   (типовое значение):................................ 8,7 дБ.

• Обратный ток коллектора при \({U_{КБ}}_0 = 15 В\):

  \(T = +25°C\) ............................................ 0,5 мкА;

  \(T = +125°C\) ............................................. 5 мкА.

• Максимальное постоянное напряжение коллектор—база:......................... 15 В.
• Максимальный постоянный ток коллектора и эмиттера:............................ 20 мА.
• Максимальная постоянная рассеиваемая мощность
  коллектора при \(T \le +45°C\):.................................................................... 100 мВт.

Рис. 6.5. Транзистор КТ3101А-2

Из представленных данных видно, что оптимальное (по соотношению сигнал/шум) значение коэффициента усиления по мощности достигается при \({U_{КБ}}_0 = 2 В\), \({I_Э}_0 = 2 мА\). Было бы логичным выбрать именно эти значения для режима работы транзистора первого каскада. Однако вспомним о том, что нам необходимо иметь относительно широкий динамический диапазон. Поэтому несколько изменим эти показатели в сторону увеличения и выберем для первого каскада: \({U_{КБ}}_0 = 4 В\), \({I_Э}_0 = {I_К}_0 = 4 мА\). Динамический диапазон второго каскада должен быть еще шире, и, хотя здесь мы уже применяем схему с ОЭ, нам придется еще раз увеличить все электрические показатели по постоянному току. Для второго каскада выберем: \({U_{КБ}}_0 = 6 В\), \({I_Э}_0 = {I_К}_0 = 10 мА\).

Теперь нам осталось определиться с элементами в источнике тока и стабилизаторе напряжения. Это низкочастотные узлы, в которых нет смысла применять какие-то особенные транзисторы. Поэтому договоримся использовать широко распространенные прибры КТ3102 (когда нам нужен транзистор \(n\)-\(p\)-\(n\)-типа) или КТ3107 (когда нам нужен транзистор \(p\)-\(n\)-\(p\)-типа). Такой же принцип (дешевизна и широкое распространение) будем использовать и при выборе всех остальных элементов устройства (диоды, стабилитроны и т.п.).

В качестве внешнего источника питания применим простейший маломощный сетевой источник бытового назначения (от калькулятора, телефона, плейера и т.п.) с выходным напряжением 12 В. Для подачи питающего напряжения в усилитель можно было бы использовать сам антенный кабель. Но мы упростим себе жизнь, если предусмотрим отдельный шлейф для напряжения питания (не надо включать ряд согласующих элементов, увеличивающих к тому же потери сигнала).

Приняв во внимание все изложенные выше рассуждения, мы наконец можем построить полную принципиальную схему нашего усилителя. Она представлена на рис. 6.6.

Рис. 6.6. Схема антенного усилителя (предварительный вариант)

Казалось бы, теперь пора перейти к следующему шагу проектирования — расчету номиналов элементов. Однако правильнее будет проанализировать полученную принципиальную схему на предмет оптимального построения согласующих цепей, расположенных на стыках отдельных звеньев. Ведь мы брали просто типовые схемные решения и не рассматривали вопросы правильного согласования их между собой.

Внимательное рассмотрение первого звена показывает, что резисторы \(R3\), \(R4\) выполняют схожие в чем-то функции, и мы можем слегка модифицировать схему, совместив эти два резистора. При этом образуется дополнительный контур обратной связи по напряжению. В то же время для сохранения баланса в каскаде нам придется ввести дополнительный резистор в коллекторную цепь транзистора \(VT2\). Итоговая схема модифицированного таким образом звена представлена на рис. 6.7.

Рис. 6.7. Модифицированная схема первого каскада усилителя

Теперь обратимся к вопросу согласования импедансов в точке соединения первого и второго каскадов усилителя. Вспомним, что входное сопротивление усилителя с ОЭ, примененного во втором каскаде, довольно велико (> 1 кОм). В свою очередь, выходное сопротивление первого каскада с ОБ в рассматриваемом случае составляет десятки ом (~50 Ом). Для достижения согласования мы можем прибегнуть к нескольким методам. Например, задав индуктивность дросселя \(L3\) такой, чтобы в рабочем диапазоне частот его эквивалентное сопротивление приблизительно равнялось выходному сопротивлению первого каскада. Однако диапазон рабочих частот усилителя весьма широк и эквивалентные сопротивления \(L3\) на краях этого диапазона окажутся сильно различающимися, так что достичь полного согласования будет нельзя. Самое простое в данном случае — заменить дроссель \(L3\) на обыкновенный резистор, чье сопротивление не зависит от частоты и будет оставаться одинаковым при любом входном сигнале. Вместо \(L3\) мы также можем использовать дополнительный согласующий трансформатор на входе второго каскада (аналогично рис. 5.27). И наконец, наиболее радикальное решение — модификция трансформатора \(Tp1\) с целью получения более высокого выходного импеданса¹.

Нельзя назвать построенную нами схему идеальной. Однако вспомним, что при ее составлении мы опирались только на такие схемотехнические решения, работа которых нами подробно изучена в предыдущих разделах. Тем не менее эта схема вполне работоспособна, и мы можем приступить к ее окончательному расчету.

1. Тут стоит отметить, что избежать всех этих сложностей с согласованием мы могли бы в том случае, если бы вместо схемы с ОЭ стали использовать во втором каскаде схему с ОБ, аналогичную той, что мы применили в первом каскаде усилителя. Практика показывает, что в данном случае итоговая настройка усилителя была бы несколько проще. Но здесь мы руководствовались только теоретическими критериями и выбрали иное решение. Будем придерживаться нашего выбора и далее, однако обратим внимание читателя на то, что при проектировании любых устройств немалое значение играет и практический опыт. Что же касается конкретного усилителя, то при его повторении можно использовать как решение с ОЭ, так и решение с ОБ, оставляя неизменными цепи смещения и режимы работы транзисторов по постоянному току.