При классификации полупроводниковых материалов иногда особо выделяют узкозонные полупроводники (ширина запрещенной зоны менее 0,3 эВ) и широкозонные полупроводники (ширина запрещенной зоны более 2 эВ). На заре полупроводниковой электроники конструкторы больше отдавали предпочтение материалам с относительно узкой шириной запрещенной зоны (Ge, Si), но позднее получили широкое распространение и другие материалы. Например, полупроводниковые приборы на основе гетеропереходов AlGaN\(/\)GaN используются для создания мощных транзисторов СВЧ-диапазона с поистине уникальными характеристиками.

Большое влияние на свойства получаемого гетероперехода — особенно при создании приборов СВЧ-диапазона, в импульсной и цифровой схемотехнике — имеет такой параметр полупроводниковых материалов как подвижность носителей зарядов. Подвижность (или коэффициент подвижности носителей зарядов) отражает среднюю скорость дрейфа носителей зарядов в поле единичной напряженности. Однако, не менее важно и то, что будет происходить по мере повышения напряженности электрического поля в полупроводнике. Скорость дрейфа носителей в полупроводниках с ростом напряженности электрического поля возрастает не беспредельно. За счет падения подвижности носителей при некотором значении напряженности электрического поля наступает насыщение скорости дрейфа носителей. Так, например, для германия (Ge) при комнатной температуре максимальная (или насыщенная) скорость дрейфа электронов составляет \(v_{d\;{max}} \approx 0,6{\cdot}10^7 \text{см/сек}\), а насыщение скорости дрейфа происходит при напряженности поля \(\sim 10^4 \text{В/см}\) (на практике эта величина достигается во многих реальных приборах с достаточно широкими переходами).

В сильных электрических полях скорость дрейфа носителей заряда соизмерима с тепловой скоростью — носители заряда на длине свободного пробега приобретают в электрическом поле энергии, соответствующие кинетическим энергиям теплового хаотического движения. При этом распределение носителей заряда по энергетическим уровням соответствует бóльшим температурам, чем температура кристаллической решетки, которая остается практически неизменной. Это явление называют иногда разогревом носителей. На подвижность носителей явление разогрева может влиять по-разному, но максимальная полезная мощность растет с увеличением ширины запрещенной зоны и скорости дрейфа носителей. Так что чем выше пиковая скорость дрейфа носителей зарядов в каком-либо полупроводнике, и чем больше ширина запрещенной зоны в нем, тем более мощные сигналы гипотетически можно обрабатывать с помощью соответствующих полупроводниковых приборов, сделанных на его основе.

Используя для создания гетеропереходов материалы с высокой подвижностью электронов (например, InGaAs\(/\)lnAIAs), удается создавать приборы, которые вплотную приближаются и уже переступают знаковый рубеж 1 ТГц.

Таблица 1. Свойства полупроводниковых материалов при \(T\) = 300 K

От чего зависят характеристики гетероперехода?

Ширина запрещенной зоны используемых материалов отнюдь не является единственным параметром, который определяет свойства гетероперехода. Значение имеет множество факторов. В целом можно утверждать, что все физические свойства используемых полупроводников оставляют свой след, оказывая влияние на характеристики гетероперехода. Важнейшие из них:

• Тип кристаллической решетки — если для создания гетероперехода используются материалы с разными типами и/или размерами кристаллических решеток, то технологически бывает очень сложно (или в принципе невозможно) создать переход со стабильными и предсказуемыми характеристиками. На границе перехода (если переход достаточно резкий), в силу наличия неоднородностей в кристаллических решетках, будут наблюдаться так называемые граничные состояния, которые могут радикальным образом менять поведение носителей зарядов при преодолении такой неоднородной границы.
• Расстояние между узлами кристаллической решетки — даже при использовании материалов с одинаковыми типами кристаллических структур их совместимость определяется тем, насколько близки друг к другу периоды кристаллических решеток этих материалов (постоянная решетки — lattice constant), а также степень их эластичности (elasticity) при несовпадении (в определенных пределах возможно "сжатие" или "растяжение" кристаллических решеток в процессе "подгонки").
• Температурная зависимость параметров кристаллической структуры — разогрев или охлаждение перехода приводят к изменению расстояния между узлами кристаллической решетки. В общем случае у разных материалов такие изменения (температурный коэффициент расширения — coefficient of thermal expansion) различны, что может служить источником накопления дефектов на границе двух материалов. Более того, при определенных условиях может происходить даже фазовый переход, связанный с изменением типа кристаллической решетки используемого полупроводникового материала.
• Энергетические параметры (характер проводимости, сродство к электрону, точная структура энергетических зон и разрешенные переходы между ними, эффективные массы носителей зарядов и др.) — описываются зонной теорией и влияют на фундаментальные свойства гетероперехода, образованного полупроводниками с разным уровнем и структурой зоны валентности и зоны проводимости. При этом принято различать полупроводники с прямыми и непрямыми переходами, имеющими место в рамках одной — прямозонные — или нескольких — непрямозонные — долин их зонной структуры.
• Электрические параметры (подвижность носителей зарядов, скорость дрейфа, скорость инжекции и др.) — отражают характер поведения носителей зарядов в полупроводниках при приложении различных постоянных/переменных напряжений и, как правило, определяют частотные свойства гетероперехода, а также его динамические характеристики, связанные с явлениями пробоя.

Таким образом, при создании электронных приборов на основе гетеропереходов в первую очередь добиваются того, чтобы чтобы в кристаллической решетке из двух материалов, составляющих гетеропереход, не было дефектов. Необходимо, как минимум, чтобы два материала имели идентичную кристаллическую структуру и близкие периоды решеток. В этом случае структура получается без напряжений. Дополнительным ограничением выступает необходимость согласования коэффициентов термического расширения используемых материалов с тем, чтобы обеспечить стабильность кристаллической структуры гетероперехода в требуемом рабочем диапазоне температур. Ясно, что при таких ограничениях не любые материалы могут быть использованы для создания гетероперехода — необходимо подбирать подходящие пары.

Твердые растворы и их свойства

В реальности практически невозможно подобрать пару чистых полупроводников, у которых было бы идеальное согласование их кристаллических структур и коэффициентов термического расширения. Поэтому на границе гетероперехода обычно возникают механические напряжения, вызывающие появление различных неоднородностей, создающих так называемые граничные состояния (нарушения зонной структуры). Даже у такой хорошо согласующейся пары как германий (Ge) и арсенид галлия (GaAs) присутствует пластическая деформация.

Выход был найден тогда, когда для формирования гетероструктур начали использоваться так называемые твердые растворы, которые создаются из нескольких компонентов с изоморфными (идентичными) кристаллическими структрами. Твердый раствор представляет собой такой же кристал, структура которого идентична структуре исходных компонентов, но в нем атомы одного элемента с определенной периодичностью (определяемой массовой долей компонентов) замещаются на атомы другого элемента. Из-за различий в физических и энергетических свойствах атомов разных веществ, также изменяется расстояние между узлами кристаллической решетки в получившемся растворе. Меняя массовую долю составляющих раствор компонентов, можно подбирать такие концентрации, у которых постоянная решетки будет в точности соотвествовать требуемому значению. Например, в случае гетероперехода Ge\(/\)GaAs замена Ge на твердый раствор Ge_0,98Si_0,02 приводит к снижению напряжений на границе раздела до уровня, исключающего возможность пластической деформации GaAs, и улучшает характеристики гетероперехода — у него резко уменьшается обратный ток.

Использование твердых растворов стало основой для создания электронных приборов самого разного назначения. Твердые растовры обладают гибкостью не только в части физических размеров кристаллической решетки — с изменением массовой доли составляющих компонентов могут изменяться и любые другие параметры полупроводника — структура энергетических зон, температурные коэффициенты, подвижность и другие свойства носителей зарядов. Исторически исследование свойств твердых растворов начиналось с двухкомпонентных структур, но сейчас в практической электронике находят применение трех, четырех, пяти и более компонентные растворы.

Группы и системы полупроводниковых материалов

По химической природе современные полупроводниковые материалы принято разделять на группы. При этом сложные соединения объединяют по номеру группы Периодической системы элементов Д. И. Менделеева, к которой принадлежат компоненты соединения, и обозначают буквами латинского алфавита (A — первый элемент, B — второй и т. д.). Например, бинарное соединение фосфида индия (InP) имеет обозначение A^IIIB^V. Наибольшее распространение в полупроводниковой электронике получили материалы следующих групп:

1. Простые полупроводники — кристаллические полупроводниковые материалы, состоящие из атомов или молекул одного химического элемента. Такими материалами являются, например, германий (Ge), кремний (Si), селен (Se), теллур (Te), углерод (C) и др.
2. Группа A^IVB^IV — представляет собой простейший пример составных полупроводников, в которых соединяются атомы различных элементов четвертой группы системы элементов Менделеева. Наиболее известными из таких материалов являются карбид кремния (SiC) и кремний-германий (SiGe).
3. Группа A^IIB^V — включает материалы на основе соединений атомов второй и пятой групп системы элементов Менделеева. Примерами таких материалов являются антимонид цинка (ZnSb) и антимонид кадмия (CdSb).
4. Группа A^IIB^VI — включает материалы на основе соединений атомов второй и шестой групп системы элементов Менделеева. К ним относятся оксиды (ZnO, CdO, MgO), селениды (ZnSe, CdSe, MgSe, HgSe, BeSe), теллуриды (ZnTe, CdTe, HgTe, MgTe) цинка, кадмия, магния, ртути и др.
5. Группа A^IIIB^V — включает материалы на основе соединений атомов третьей и пятой групп системы элементов Менделеева. Примерами таких материалов являются антимониды (InSb, GaSb, AlSb), фосфиды (InP, GaP, AlP), нитриды (InN, GaN, AlN) и арсениды (InAs, GaAs, AlAs) индия, галлия и алюминия.
6. Группа A^IVB^VI — включает материалы на основе соединений атомов четвертой и шестой групп системы элементов Менделеева. Например, к ним относятся сульфиды (PbS, SnS, GeS), селениды (GeSe, SnSe, PbSe), теллуриды (PbTe, SnTe) германия, свинца, олова и др.

Очень часто материалы одной группы обладают рядом схожих характеристик. Обычно это может быть идентичная кристаллическая структура и способность формирования твердых растворов при смешивании этих материалов. Таким образом, и создание разнообразных электронных приборов с гетеропереходами, как правило, связано с использованием материалов из определенной группы, выбор которой во многом определяет характеристики и применимость прибора. В таком случае часто можно встретить упоминание о системах материалов, которые используются для создания тех или иных полупроводниковых приборов.

Например, множество соединений группы A^IIIB^V встречается в виде кристаллов со структурой цинковой обманки (zinc blende) и могут образовывать твердые растворы вида A^III_xB^III_1-xC^V или A^IIIB^V_xC^V_1-x и сложнее. В данном контексте принято говорить о системах материалов InAs/GaAs, InP/GaP, InP/InAs/InSb, подразумевая под этим все возможные комбинации данных компонентов в виде твердых растворов, сохраняющих исходную кристаллическую структуру типа цинковой обманки.

Принципы выбора материалов для создания гетеропереходов

Даже в рамках одной системы из трех-четырех близких по структуре полупроводниковых материалов (например, InP\(/\)InAs\(/\)GaP\(/\)GaAs) невозможно создавать гетеропереходы со стабильными и предсказуемыми свойствами наобум, без учета их совместимости друг с другом. Для понимания имеющихся возможностей принято использовать гарафики зависимости ширины запрещенной зоны материала и постоянной его кристаллической решетки, как это показано на рис. 1.

Рис. 1. График зависимости энергии запрещенной зоны от постоянной решетки для полупроводников InP, InAs, GaP, GaAs со структурой цинковой обманки. Полупроводники, соединенные сплошными линиями, образуют между собой стабильные твердые растворы. Прерывистые (штриховые) линии означают, что переход через запрещенную зону непрямой.

Исторически изучение гетеропереходов во многом происходило в контексте поиска материалов для создания инжекционных полупроводниковых лазеров, светодиодов и других оптоэлектронных компонентов. В таких приборах спектр излучения или поглощения определяется как раз шириной запрещенной зоны полупроводника. Например, на основе фосфида галлия-индия (In_1-xGa_xP) создаются лазерные диоды красного цвета свечения, используемые в популярных лазерных указках. На рис. 1 спектральная шкала иллюстрирует, какой цвет излучения соответствует ширине запрещенной зоны выбранного полупроводникового материала.

На этом же рисунке, линии, соединяющие различные полупроводниковые материалы означают, что из данных материалов можно формировать твердые растворы. Получаемый таким образом материал в зависимости от выбранной концентрации составляющих его компонентов будет располагаться на графике именно на этой линии. Отметив постоянную решетки можно видеть, какие еще существуют материалы с аналогичным показателем. Именно такие материалы, как правило, можно использовать совместно для создания гетеропереходов без напряжения кристаллической структуры. Например, арсенид галлия (GaAs) будет сочетаться с фосфидом галлия-индия (In_0,49Ga_0,51P), а фосфид индия (InP) — с арсенидом галлия-индия (In_0,53Ga₀₄₇As).

Все возможное многообразие твердых растворов, которые формируются при смешении арсенида галлия (GaAs) и фосфида индия (InP) в рассматриваемой системе материалов представлено четырехкомпонентным раствором Ga_xIn_1-xAs_yP_1-y. Соответственно, на рассматриваемом рисунке получаемый материал будет всегда располагаться внутри фигуры образованной линиями, соединяющими InP, InAs, GaP, GaAs.

Для полноты картины на рис. 2 представлено сразу множество систем популярных и перспективных полупроводниковых материалов, находящих применение в современной электронике. Приглядевшись, можно заметить, что одни и те же химические соединения могут существовать в разных кристаллических структурах (GaN, AlN и др.). Кроме того, в ряде редких случаев возможно существование твердых растворов, для материалов из разных групп и даже с разными кристаллическими структурами (Cd_1-xPb_xTe) — в таких растворах с изменением концентрации составляющих его материалов наблюдается фазовый переход из одной структуры в другую.

Рис. 2. Системы полупроводниковых материалов.

Метаморфные и псевдоморфные гетеропереходы

Возможный способ адаптации полупроводниковых структур с разными параметрами кристаллической решетки состоит в том, чтобы создать условия, в которых кристаллическая решетка одного из компонентов гетероструктуры сожмется или растянется до необходимой величины. Для этого слой одного из материалов делается очень тонким — настолько, что его кристаллическая решётка изменяется и приходит в соответствие другому материалу. Гетеропереход, в котором правило соответствия параметров кристаллической решётки слоёв гетероперехода не соблюдается, называется псевдоморфным гетеропереходом. C использованием псевдоморфных переходов можно изготавливать гетероструктуры с увеличенной разницей в ширине запрещенной зоны, что недостижимо другими путями.

На практике именно псевдоморфные технологии совмещения полупроводниковых материалов получили очень широкое распространение. Дополнительным фактором тут является то, что некоторые полупроводники в «напряженном» состоянии демонстрируют лучшие показатели подвижности носителей зарядов и другие параметры, позволяющие создавать более эффективные электронные приборы. Примером может служить технология напряженного кремния (strained silicon) на подложках из кремния-германия (Si_1-xGe_x).

Еще один способ совмещения материалов с разными решётками — помещение между ними буферного слоя. Материал буферного слоя подбирается таким образом, чтобы его решетка могла быть согласована как с одним, так и с другим материалами гетероперехода. Такие структуры принято называть метаморфными гетеропереходами. Например, метаморфный гетеропереход между арсенидом галлия (GaAs) и арсенидом галлия-индия (InGaAs) можно сформировать путем добавления буферного слоя арсенида аллюминия-индия (AlInAs).

{loadposition article_footer}

Следует заметить, что при использовании разных полупроводниковых материалов показанные выше «разрывы» зон могут быть как положительными так и отрицательными. В зависимости от их взаимного расположения различают следующие разновидности гетеропереходов:

• Наиболее известен случай, когда края зон полупроводника с более широкой запрещенной зоной «охватывают» края зон полупроводника c узкой зона. При этом полупроводник с узкой зоной на зонной диаграмме оказывается как-бы «вставленным» в широкую зону первого полупроводника, и скачки потенциала на гетерогранице для зоны проводимости и валентной зоны имеют противоположные знаки. Такой случай реализуется, например, в гетеропереходах GaAs\(/\)AlGaAs, GaInAs\(/\)InP, GaInP\(/\)GaAs, AlSb\(/\)GaSb. В литературе данный тип гетероперехода называют охватывающим гетеропереходом или гетеропереходом I типа, а также стандартным.
• Для некоторых пар полупроводников и зона проводимости, и валентная зона на гетерогранице могут быть сдвинуты по энергии в одном направлении. При этом реализуется такая зонная структура, в которой дно зоны проводимости одного полупроводника расположено с одной стороны от границы раздела перехода, а потолок валентной зоны другого полупроводника — с другой. Сама гетероструктура образует «ступеньку». и в случае, когда один из разрывов зон положителен, а другой отрицателен, говорят о ступенчатом гетеропереходе или гетеропереходе II типа. Данный случай реализуется, например, в гетеропереходе \(n-\)Ge\(/\)\(p-\)GaAs, представленном на рисунке, а также в гетеропереходах AlInAs\(/\)InP, InAsSb\(/\)InAs, AlGaSb\(/\)InAs, InAsSb\(/\)GaSb, InGaAs\(/\)GaAsSb, GalnAsSb\(/\)GaSb, GalnAsSb\(/\)InAs.
• Для гетеропереходов II типа возможен вариант, когда запрещенные зоны вообще не перекрываются по энергии. Если ступенчатое расположение зон довести до разрыва в запрещенной зоне, тогда дно зоны проводимости одного полупроводника будет расположено по энергии ниже потолка валентной зоны другого. Такой гетеропереход называется разрывным гетеропереходом II типа. Классический пример — гетеропереход InAs\(/\)GaSb. Многие авторы относят разрывные гетеропереходы к гетеропереходам III типа, что неверно (хотя от частоты употребления и неверная трактовка вполне себе прижилась).
• Cуществуют вещества, такие как теллурид ртути (HgTe), обладающие свойствами так называемых топологических изоляторов. Данное свойство имеет квантовую природу и обусловлено несимметричностью кристаллической решетки вещества. На поверхности топологического изолятора в его зонной структуре возникают аномалии, которые формируют так называемую инвертированную зонную структуру, для которой характерно то, что верхняя граница валентной зоны оказывается по уровню энергии выше нижней границы зоны проводимости. Это становится возможным с учетом того, что спин электрона становится связанным с его импульсом, т.е. и зонная структура выглядит по-разному для движущихся и неподвижных носителей заряда. Важным условием для формирования слоя с инвертированной зонной структурой является очень малая толщина кристалла (в глубине кристалла свойства топологического изолятора не проявляются). Гетеропереходы, образованные обычным полупроводником и материалом с инвертированной зонной структурой, относятся к гетеропереходам III типа. Пример — гетеропереход CdTe\(/\)HgTe (на практике используются многослойные структуры, в которых тонкий слой HgTe встраивают между другими полупроводниками, например CdTe\(/\)HgTe\(/\)CdTe).

Рис. 2. Примеры зонных диаграмм для гетеропереоходов разных типов.

Разные типы гетероструктур могут проявлять различные свойства. Так, например, в оптоэлектронике различают пространственно прямые и непрямые оптические переходы (рекомбинация электрона и дырки с излучением кванта света). В гетеропереходах I типа заполненные состояния в зоне проводимости находятся с той же стороны от гетерограницы, что и заполненные состояния в валентной зоне. В этом случае оба типа носителей заряда находятся и излучательно рекомбинируют в одном и том же материале (пространственно прямой оптический переход).

Особенностью гетероперехода II типа является то, что электроны и дырки локализуются по разные стороны границы раздела. Несмотря на это, волновые функции электронов и дырок перекрываются на гетерогранице за счет туннельного проникновения, и становится возможной излучательная рекомбинация (пространственно непрямой оптический переход). Важным практическим следствием здесь является тот факт, что энергия излучаемого кванта света (и определяемая ей длина волны излучения) не равна разнице между энергетическими уровнями валентной зоны и зоны проводимости, и может быть меньше ширины запрещенной зоны используемого полупроводника.

{loadposition article_footer}

Одним из важнейших параметров любого полупроводника, определяющим его поведение при приложении внешних воздействий различного типа, является ширина запрещенной зоны (энергия, необходимая электрону, для перехода из зоны валентности в зону проводимости). Имея в своем распоряжении материалы с различными значениями ширины запрещенной зоны, можно формировать гетеропереходы с существенно различающимися свойствами. В общем случае это позволяет создавать как выпрямляющие переходы на структурах с одинаковым типом проводимости (\(n\)-\(n^+\), \(p\)-\(p^+\)), так и омические (невыпрямляющие) анизотипные \(p\)-\(n\)-переходы.

Для примера рассмотрим гетеропереход, образованный при использовании двух полупроводников с разными типами проводимости и разной шириной запрещенной зоны — германий \(p\)-типа (\(p\)-Ge) и арсенид галлия \(n\)-типа (\(n\)-GaAs). Эти материалы имеют ширину запрещенной зоны 0,66 эВ (германий) и 1,42 эВ (арсенид галлия), они образуют анизотипный выпрямляющий гетеропереход (Рис. 1).

Рис. 1. Гетеропереход \(p\)-Ge\(/\)\(n\)-GaAs в состоянии равновесия.

В обычном состоянии из-за разной термодинамической работы выхода отличается и потенциальная энергия электронов в разных полупроводниках. Однако, в месте контакта этих полупроводников, как и в случае обычного p-n-перехода, электроны начнут перетекать из полупроводника с меньшей работой выхода в полупроводник с большей (из германия в арсенид галлия, в приведенном примере). Это будет происходить до тех пор, пока диффузионный ток не будет скомпенсирован дрейфовым током носителей заряда под воздействием поля, создаваемого избыточными носителями. При этом возникнет контактная разность потенциалов и образуется область пространственного заряда.

Для лучшего понимания указанных процессов удобнее всего использовать так называемые зонные диаграммы, на которых изображаются энергетические уровни для зоны проводимости и валентной зоны материалов, составляющих гетеропереход. Конечно, точный вид такой диаграммы зависит от многих факторов и для реальных гетероструктур может сильно отличаться от идеализированной картины — значение имеет глубина взаимной диффузии полупроводников (резкозть гетерограницы), наличие разнообразных дефектов и поверхностных состояний, форма и размер контакта и др.

Тем не менее, из представленной на рисунке зонной диаграммы можно выявить некоторые принципиальные особенности рассматриваемого гетероперехода \(p\)-Ge\(/\)\(n\)-GaAs:

• Из-за различий в контактирующих полупроводниках, дно зоны проводимости первого полупроводника выходит на плоскость контакта в точке, не совпадающей в общем случае с точкой выхода на эту плоскость дна зоны проводимости второго полупроводника — формируется разрыв зоны проводимости (\({\Delta}E_С\)). Аналогичным образом формируется и разрыв валентной зоны (\({\Delta}E_V\)).
• На зонной диаграмме гетероперехода можно наблюдать, что при сращивании дна зоны проводимости \(E_C\) на металлургической границе перехода образуется своеобразный «пичок», величина которого \({\Delta}E_С\) равна:

  \({\Delta}E_С=\large{\chi}_{\normalsize{Ge}}-\large{\chi}_{\normalsize{GaAs}}\),

  где: \(\large{\chi}_{\normalsize{Ge}}\), \(\large{\chi}_{\normalsize{GAs}}\) — электронное сродство германия и арсенида галлия соответственно.

  
  А при сшивании вершины валентной зоны \(E_V\) в области металлургического перехода имеет место «разрыв» \(ΔE_V\). Величина этого "разрыва" равна:

  \({\Delta}E_V=-\large{\chi}_{\normalsize{Ge}}-E_{g1 (Ge)}+\large{\chi}_{\normalsize{GaAs}}\normalsize-E_{g2 (GaAs)}=\)

  \(=-{\Delta}E_С+(E_{g2 (GaAs)}-E_{g1 (Ge)})\),

  где: \(E_{g1 (Ge)}\), \(E_{g2 (GaAs)}\) — ширина запрещенной зоны для германия и арсенида галлия соответственно.

  
  Проводя анализ конкретного перехода \(p\)-Ge\(/\)\(n\)-GaAs, важно, тем не менее, отметить тот факт, что аналогичные «пички» и «разрывы» энергетических уровней \(E_V\), \(E_C\) в области металлургического перехода могут наблюдаться при самых разных комбинациях материалов гетероперехода.

  В области «пичка» (как это показано на зонной диаграмме) для электронов или дырок фактически реализуется потенциальная яма. Расчеты электрического поля в этой области показывают, что его значение может достигать величины \(E \sim 10^6 {В/см}\). По этой причине электронный газ локализуется в узкой пространственной области вблизи металлургической границы гетероперехода. Для описания данного явления используют понятие двумерного электронного газа (two-dimensional electron gas — 2DEG).

  Физические свойства двумерного электронного газа существенно отличаются от свойств трехмерного электронного газа. Для двумерного электронного газа меняется плотность квантовых состояний в разрешенных зонах, спектр акустических и оптических фононов, а следовательно кинетические явления в двумерных системах (подвижность носителей, магнитосопротивление и эффект Холла).

{loadposition article_footer}

Обычный p-n-переход, образованный полупроводниками p-типа и n-типа, предполагает, тем не менее, использование для обоих своих частей одного основного химического вещества (полупроводникового кристалла) — кремния (Si), германия (Ge), арсенида галлия (GaAs) и т.д. При этом \(p\)- и \(n\)-области в кристалле полупроводника создаются путем добавления определенных донорных и акцепторных примесей. Такие переходы также принято называть гомогенными (от др. греческого ὁμογενής «одного происхождения, рода»).

В современной микроэлектронике все больший интерес представляет применение более сложных полупроводниковых структур, которые образуются при совместном использовании материалов разного вида. В качестве простого примера можно вспомнить об уникальных свойствах переходов металл–полупроводник и создаваемых на их основе диодов, биполярных и полевых транзисторов Шоттки. Но еще более перспективными являются приборы, в которых для создания полупроводниковых структур совместно используются разные химические элементы. Такие структуры называются гетерогенными или гетероструктурами). А основным элементом гетероструктур различного типа является гетеропереход.

Гетерогенный переход (гетеропереход) — это переход, который образуется в месте контакта различных по химическому составу полупроводников. Гетеропереход может быть образован между двумя монокристаллическими или аморфными полупроводниками, а также между монокристаллическим и аморфным полупроводниками. Однако, наибольшее практическое значение имеют гетеропереходы, образованные монокристаллами. В таком гетеропереходе кристаллическая решетка одного материала без нарушения периодичности переходит в решетку другого материала.

Различают изотипные и анизотипные гетеропереходы. Если гетеропереход образован двумя полупроводниками одного типа проводимости, то говорят об изотипном гетеропереходе. Анизотипные гетеропереходы образуются полупроводниками с разным типом проводимости.

Как изотипный, так и анизотипный гетеропереходы могут обладать выпрямляющим эффектом (выпрямляющий переход) или не обладать (омический переход). На практике находят применение практически все виды гетеропереходов, а обладающие уникальными свойствами и эффективностью, электронные приборы, создаваемые на основе гетероструктур все более распространяются в самых разных сферах — оптоэлектроника, СВЧ-схемотехника и др.

{loadposition article_footer}

При практической реализации усилительных схем часто возникает проблема обеспечения рационального питания базовой цепи транзистора. Задавая напряжение смещения, резисторы входного делителя выбирают так, чтобы делитель по отношению к базе выступал в качестве жесткого (стабильного) источника напряжения, т.е. сопротивление резисторов делителя должно быть значительно меньше входного сопротивления транзистора со стороны базы. Таким образом, входное сопротивление всего каскада определяется большей частью именно делителем напряжения. Очень часто это сопротивление для малого переменного сигнала, поступающего на вход усилителя, оказывается гораздо меньше, чем хотелось бы. Нагружать источник входного сигнала схемы делителем, который в конечном счете нужен только для того, чтобы обеспечить смещение транзистора, по меньшей мере беспечно. Выйти из затруднения позволяет метод так называемой следящей обратной связи.

Схема усилительного каскада со следящей связью представлена на рис. 5.9. В этой схеме смещение транзистора обеспечивается, как и ранее, относительно низкоомным делителем на резисторах \(R1\), \(R2\), напряжение от которого поступает на базу транзистора через дополнительный (также низкоомный) резистор \(R3\). В каскаде присутствует отрицательная обратная связь по току, обусловленная включением в эмиттерную цепь транзистора некоторого резистора \(R_Э\), незашунтированного блокировочным конденсатором. Дополнительная цепь следящей обратной связи состоит из конденсатора \(C3\), который выбирается таким, чтобы его эквивалентное сопротивление в рабочей полосе частот было пренебрежимо мало. Через него переменное напряжение с эмиттерного резистора \(R_Э\) поступает к одному из выводов резистора \(R3\), на другой вывод этого резистора воздействует входное напряжение каскада \({U_{вх}}_\sim\). Таким образом, в каждый момент времени переменное напряжение, прикладываемое к резистору \(R3\), определяется как разность переменных составляющих входного напряжения и напряжения на резисторе обратной связи \(R_Э\): \({U_{R3}}_\sim = {U_{вх}}_\sim - {{U_R}_Э}_\sim\). В результате этого сигнальный ток, протекающий через резистор \(R3\), оказывается меньше того тока, который бы протекал через этот резистор при отсутствии следящей связи. Уменьшение тока через резистор \(R3\) означает повышение входного сопротивления усилительного каскада.

Рис. 5.9. Усилительный каскад по схеме с ОЭ с цепью следящей обратной связи

На самом деле выигрыш от использования следящей обратной связи можно получить только при выполнении определенных условий. Во-первых, сопротивление резистора \(R3\) не должно быть ни слишком малым, ни слишком большим (на практике оптимальны значения в пределах \({0,1...1,5} \cdot R_д\), где \(R_д\) — общее сопротивление делителя напряжения на резисторах \(R1\), \(R2\); \(R_д = R1 || R2\)). Во-вторых, глубина обратной связи по току, определяемая отношением напряжения сигнала на резисторе RЭ ко входному напряжению, должна быть достаточно высокой (более 5...10%). Наилучшие результаты получаются при 100%-ной обратной связи, которая реализуется в эмиттерном повторителе (каскад с общим коллектором), однако и при глубине обратной связи порядка 10...15% в каскаде с общим эмиттером, выбирая значение резистора \(R3 \approx R_д\), можно добиться повышения входного сопротивления в 3...5 раз (относительно величины, соответствующей такому же каскаду, но с разорванной цепью следящей связи). В общем случае для расчета полного входного сопротивления усилительного каскада с цепью следящей обратной связи, соответствующего схеме на рис. 5.9, может быть использована следующая формула:

\( R_{вх} = \cfrac{R_д \left[ r_б + r_э \left( \beta + 1 \right) \right] + R_{эд} \left[ r_б + r_э \left( \beta + 1 \right) + R3 \left( \beta + 1 \right) \right]}{r_б + r_э \left( \beta + 1 \right) + R3} \),    (5.12)

где:    \( R_{эд} =  R_Э || R_д = \cfrac{R_Э R_д}{R_Э + R_д} \).

Последствия введения в усилительный каскад с ОЭ следящей обратной связи довольно противоречивы. Предсказать заранее, как это отразится на общих характеристиках усилителя, бывает сложно, поскольку существует некоторая конкуренция между двумя противоположными процессами. Во-первых, увеличение входного сопротивления каскада обычно повышает его усилительные свойства, т.к. теперь большая мощность входного сигнала подвергается усилению, дополнительный выигрыш получается и за счет облегчения режима работы предшествующего усилительного каскада (повышается его коэффициент усиления по напряжению и уменьшаются нелинейные искажения). Однако применение следящей связи возможно только при наличии в каскаде достаточно глубокой ООС по току нагрузки, а из проведенного в предыдущих разделах анализа нам известно, что данный вид обратной связи приводит к заметному падению коэффициента усиления по напряжению и, соответственно, коэффициента усиления по мощности. Все это приводит к тому, что рациональным является введение следящей связи только в каскады, в которых по каким-либо причинам (с целью коррекции АЧХ, динамического диапазона, коэффициента усиления и т.п.) уже присутствует более или менее глубокая ООС по переменному току нагрузки.

Заметим также, что сама проблема, с которой мы боремся введением следящей связи (низкое сопротивление входного делителя напряжения), характерна только для низкочастотных усилителей. В высокочастотных каскадах она если и возникает (а обычно ее нет, поскольку нам нужно не повышать входное сопротивление высокочастотного усилителя до бесконечности, а согласовывать его с выходным сопротивлением предшествующего каскада), то может быть решена более простым способом — включением между делителем напряжения и входом транзистора индуктивности с высоким эквивалентным сопротивлением в рабочей полосе частот (рис. 5.10).

Рис. 5.10. Увеличение входного сопротивления ВЧ-усилителя при помощи индуктивности

{loadposition article_footer}

Универсальные и импульсные диоды 

• Диоды с накоплением заряда
• Диоды с барьером Шоттки
• Диоды структуры p-i-n
• Диодные матрицы и сборки

• КД518А – Диод универсальный.
• 2Д422А – Диод универсальный.
• 2Д422Б – Диод универсальный.
• КД421А – Диод универсальный.
• ГД403А – Диод универсальный.
• ГД403Б – Диод универсальный.
• ГД403В – Диод универсальный.
• ГД508А – Диод универсальный.
• ГД508Б – Диод универсальный.
• АД516А – Диод универсальный.
• АД516Б – Диод универсальный.
• КД514А – Диод универсальный.
• Д20 – Диод универсальный.
• 2Д705А9 – Диод универсальный.
• ГД511А – Диод универсальный.
• ГД511Б – Диод универсальный.
• ГД511В – Диод универсальный.
• КД521Д – Диод универсальный.
• КД512А – Диод универсальный.
• КД520А – Диод универсальный.
• ГД402А – Диод универсальный.
• ГД402Б – Диод универсальный.
• Д18 – Диод универсальный.
• ГД507А – Диод универсальный.
• Д310 – Диод универсальный.
• КД407А – Диод универсальный.
• КД409А – Диод универсальный.
• КД409Б9 – Диод универсальный.
• КД417А – Диод универсальный.
• 2Д926А – Диод универсальный.
• КД521Г – Диод универсальный.
• КД522А – Диод универсальный.
• КД503А – Диод универсальный.
• КД503Б – Диод универсальный.
• Д311 – Диод универсальный.
• Д311А – Диод универсальный.
• КД519А – Диод универсальный.
• КД519Б – Диод универсальный.
• 2Д502А – Диод универсальный.
• 2Д502Б – Диод универсальный.
• 2Д631А – Диод универсальный.
• КД409А9 – Диод универсальный.
• КД504А – Диод универсальный.
• КД509А – Диод универсальный.
• КД510А – Диод универсальный.
• КД513А – Диод универсальный.
• КД521В – Диод универсальный.
• КД522Б – Диод универсальный.
• Д220 – Диод универсальный.
• Д220С – Диод универсальный.
• Д223С – Диод универсальный.
• КД521Б – Диод универсальный.
• Д219А – Диод универсальный.
• Д219С – Диод универсальный.
• Д220А – Диод универсальный.
• КД521А – Диод универсальный.
• КД805А – Диод универсальный.
• Д312А – Диод универсальный.
• КД401А – Диод универсальный.
• КД401Б – Диод универсальный.
• Д312 – Диод универсальный.
• Д220Б – Диод универсальный.
• 2Д502В – Диод универсальный.
• 2Д502Г – Диод универсальный.
• 2Д401В – Диод универсальный.
• 2Д426А – Диод универсальный.
• КД416Б – Диод универсальный.
• КД424А – Диод универсальный.
• КД412Г – Диод универсальный.
• КД416А – Диод универсальный.
• КД411ГМ – Диод универсальный.
• КД411ВМ – Диод универсальный.
• КД411АМ – Диод универсальный.
• КД411БМ – Диод универсальный.
• КД411А – Диод универсальный.
• КД411Б – Диод универсальный.
• КД411В – Диод универсальный.
• КД411Г – Диод универсальный.
• 2Д411А – Диод универсальный.
• 2Д411Б – Диод универсальный.
• КД412В – Диод универсальный.
• КД410Б – Диод универсальный.
• КД412Б – Диод универсальный.
• 2Д423Б – Диод универсальный.
• КД412А – Диод универсальный.
• 2Д423А – Диод универсальный.
• КД410А – Диод универсальный.
• 2Д701А-5 – Диод импульсный с накоплением заряда.
• 2Д528А – Диод импульсный с накоплением заряда.
• 2Д528Б – Диод импульсный с накоплением заряда.
• 2Д528В – Диод импульсный с накоплением заряда.
• 2Д528Г – Диод импульсный с накоплением заряда.
• 2Д528Д – Диод импульсный с накоплением заряда.
• 2Д528Ж – Диод импульсный с накоплением заряда.
• 2Д528Е – Диод импульсный с накоплением заряда.
• 2Д524В – Диод импульсный с накоплением заряда.
• 2Д524А – Диод импульсный с накоплением заряда.
• 2Д524Б – Диод импульсный с накоплением заряда.
• 2Д630Б – Диод импульсный с накоплением заряда.
• 2Д630А – Диод импульсный с накоплением заряда.
• 3А529А – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 3А529Б – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 3А538А – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 3А527А – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 3А527Б – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• КД922В – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• КД923А – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• КД419А – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• КД419Г – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 2Д921А – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• КД922А – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 2Д924А – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 2Д921Б – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• КД922Б – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 2Д806Б – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 3А530А – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 3А530Б – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 3А539А – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 2Д925А – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 2Д925Б – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• КД419Б – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 2Д806А – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• КД419В – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 2Д809Б – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• 2Д809А – Диод импульсный с барьером Шоттки.
• КД413А – Диод импульсный структуры p-i-n.
• КД413Б – Диод импульсный структуры p-i-n.
• 2Д420А – Диод импульсный структуры p-i-n.
• КД529В – Диод импульсный структуры p-i-n.
• КД529Г – Диод импульсный структуры p-i-n.
• КД529А – Диод импульсный структуры p-i-n.
• КД529Б – Диод импульсный структуры p-i-n.

{loadposition article_footer}

В предыдущих разделах мы представили и теоретически обосновали достаточно много способов схемотехнической реализации цепей смещения (т.е. способов задания и стабилизации исходной рабочей точки по постоянному току) в каскадах с биполярными транзисторами. Однако для практического использования при самостоятельной разработке электронных схем такой вид подачи информации явно неудобен. Более полезным оказывается иметь в своем распоряжении четкие правила, описывающие по шагам порядок действий разработчика (не менее важным представляется наличие окончательных формул или таблиц, из которых при подстановке известных справочных данных можно получить все необходимые значения для параметров и номиналов применяемых компонентов).

Сразу отметим, что само по себе наличие указанных правил не обеспечивает гарантированный успех при практической разработке разнообразной аппаратуры. Разработчик по-прежнему должен очень четко понимать суть всех процессов, происходящих в цепях, и по мере надобности обращаться к теории. В приложении к рассматриваемой здесь задаче расчета цепей смещения это выражается в следующем.

Умение правильно рассчитать номиналы элементов цепей смещения ни в коей мере не помогает в процессе выбора самого способа схемотехнической реализации этих цепей смещения. Т.е. мы приводим здесь только алгоритмы и формулы, позволяющие выбрать номиналы элементов в разнообразных схемах задания смещения, но обходим стороной вопрос — в каком случае применение той или иной схемы является оправданным (оптимальным).

Заметим также, что в реальных усилительных устройствах цепи задания и стабилизации исходной рабочей точки по постоянному току могут в довольно причудливой форме переплетаться с цепями, оказывающими влияние только на переменные сигналы. Поэтому следует понимать, что все приводимые здесь схемы (даже и те, в которых указаны номиналы элементов) на практике обычно видоизменяются, дополняясь множеством компонентов, обеспечивающих их надлежащие характеристики в рабочем диапазоне частот. В следующем разделе мы вернемся к этому вопросу и приведем некоторые примеры реальных схем, тем не менее читатель должен иметь достаточно четкое представление о том, какое влияние на постоянные и переменные токи и напряжения оказывают различные электрические цепи. В этом случае проблем с применением описываемых в данном разделе схем смещения в реальных транзисторных усилителях возникать не должно.

Исходные данные для проведения расчетов

В качестве исходных данных при расчете цепей смещения транзисторных каскадов в общем случае могут выступать различные наборы параметров. Мы не будем пытаться охватить абсолютно все случаи, а ограничимся только одним, имеющим наибольшее распространение на практике.

Итак, в первую очередь разработчик должен однозначно определиться с типономиналом применяемого в схеме транзистора. Более того, в некоторых случаях необходимо определиться даже с конкретным экземпляром прибора, поскольку в рамках одной серии может существовать существенный разброс параметров, влияющих на номиналы элементов в цепях смещения. Параллельно выбирается режим работы транзистора по постоянному току (т.е. определяется положение исходной рабочей точки).

Выше мы нарисовали очень красивые графики, в которых исходная рабочая точка выбиралась при графическом анализе статических характеристик транзистора. Однако на практике в большинстве случаев у нас нет всех этих характеристик, поскольку они не приводятся в стандартных справочных данных на транзистор. Конечно, мы могли бы снять их экспериментально, но обычно можно воспользоваться другим методом. В большинстве справочников при описании параметров транзисторов приводятся значения для постоянных составляющих тока коллектора \({I_К}_0\) (или тока эмиттера \({I_Э}_0\)) и напряжения коллектор—эмиттер \({U_{КЭ}}_0\), которые соответствуют оптимальному режиму работы транзистора по какому-либо из параметров, характеризующих его усилительные свойства (минимальный коэффициент шума, максимальный коэффициент усиления по мощности, максимальный коэффициент передачи тока эмиттера и т.п.). Иногда оптимальные значения \({I_К}_0\) и \({U_{КЭ}}_0\) могут быть найдены из графиков зависимостей, связывающих различные параметры транзистора, которые также часто имеются в справочниках. Разработчику обычно остается только определиться с тем, какие из усилительных характеристик транзистора он считает наиболее важными и соответствующим образом выбрать конкретные величины \({I_К}_0\) и \({U_{КЭ}}_0\).

Безусловно, встречаются ситуации, когда необходимо учитывать очень большое количество факторов и процесс выбора исходной рабочей точки по постоянному току выглядит гораздо сложнее. С другой стороны, бывает и так, что рабочую точку выбирают, просто разделив пополам параметры предельно допустимого режима выбранного транзистора (это особенно популярно в низкочастотных усилителях при высоких уровнях сигналов). Так или иначе, мы будем предполагать, что конкретные величины \({I_К}_0\) и \({U_{КЭ}}_0\) нам известны.

Помимо параметров коллекторной цепи для расчета некоторых схем смещения может понадобиться и знание постоянной составляющей напряжения на переходе база—эмиттер транзистора \({U_{БЭ}}_0\). Эта величина также берется из справочных данных или находится по входным характеристикам транзистора. Если же ее не удается определить по справочнику, то не будет большой ошибкой для маломощных транзисторов принимать \({U_{БЭ}}_0 = {0,6...1,1 В}\) — для кремниевых транзисторов и \({U_{БЭ}}_0 = {0,2...0,6 В}\) — для германиевых транзисторов.

При разработке электронных устройств важным вопросом является обеспечение правильного питания. Тут возможны различные методики работы. По одной из них все параметры цепей питания определяются после расчета основных каскадов и подгоняются под них. Однако на практике обычно используется несколько иной способ. А именно, напряжение источника питания задается еще на начальном этапе (в большинстве случаев это не вызывает никаких проблем), а расчет остальных каскадов производится уже исходя из этой заданной величины. Остается только отследить соответствие мощности потребления схемы возможностям использованного источника питания. Мы будем придерживаться второй более практичной методики, т.е. \(U_П\) во всех случаях полагается известным.

Одним из важнейших параметров транзистора является статический коэффициент передачи тока базы \(\beta_{СТ}\). Суть этого параметра мы уже объясняли достаточно подробно в разделе 2.5. Здесь же отметим, что большинство транзисторов может иметь довольно широкий разброс значений \(\beta_{СТ}\) внутри одной серии (партии). Т.е. для точного расчета цепей смещения может оказаться недостаточным наличие очень расплывчатых справочных данных (в справочниках обычно указывается диапазон возможных значений \(\beta_{СТ}\) для определенного транзистора в определенном режиме) — требуется экспериментальное измерение данного параметра для конкретного экземпляра транзистора, использование которого предполагается в схеме. Однако следует понимать, что необходимость таких измерений продиктована не только наличием в некоторых формулах величины \(\beta_{СТ}\), но и тем влиянием, которое эта величина оказывает на результат вычислений. Выяснить степень данного влияния на практике проще всего непосредственным вычислением, подставляя в формулу различные (вероятные для используемого транзистора) значения \(\beta_{СТ}\) и проверяя, насколько при этом меняется результат. Если изменение результата относительно невелико, то и в точном измерении \(\beta_{СТ}\) нет необходимости — можно обойтись справочными данными (в справочниках часто приводится т.н. типовое значение \(\beta_{СТ}\), если же его нет, то берут среднее значение приведенного диапазона). Еще раз обращаем внимание читателя на то, что речь здесь идет именно о статическом коэффициенте передачи \(\beta_{СТ}\) (в системе статических \(H\)-параметров он может обозначаться как \(h_{21Э}\)), а не о коэффициенте передачи тока базы в режиме малого сигнала (\(\beta\) или \(h_{21э}\)), значения которого также часто указываются в справочной документации на транзисторы. У большинства современных маломощных биполярных транзисторов величина \(\beta_{СТ}\) лежит в пределах 50...250, так что довольно часто при проведении расчетов не будет ошибкой принимать \(\beta_{СТ} \approx {100}\).

Далее при рассмотрении конкретных схем мы столкнемся с необходимостью предварительного (до начала расчетов) задания и еще некоторых величин. Причем не всегда эти величины могут быть выражены в цифрах.

Например, нам может понадобиться знание глубины обратной связи по току или напряжению, реализовать которую мы намереваемся в каскаде. Напомним, что обратная связь позволяет улучшить стабильность исходной рабочей точки по постоянному току при воздействии внешних дестабилизирующих факторов. Учитывая, что реальный транзистор — прибор в значительной степени нелинейный, а также помня о влиянии цепей обратной связи по постоянному току на сигналы и параметры каскада в рабочей полосе частот, мы не можем в рамках данной главы описать критерии, по которым разработчик должен выбирать точную величину глубины внутрикаскадных ООС в различных ситуациях. Вообще говоря, и во всей данной книге недостаточно информации для полного решения этого вопроса (не хватает подробного описания нелинейных свойств транзисторов). Поэтому в дальнейшем при проведении расчетов мы будем полагать, что требуемая глубина ООС заранее известна, а в то, откуда она взялась, вникать не будем.

Большой выбор схем при реализации цепей смещения обусловлен наличием множества внешних факторов, которые в различных устройствах могут учитываться по-разному и иметь значительный разброс по степени важности их учета разработчиком. Одним из основных таких показателей является температурная стабильность каскада. Для оценки этого параметра применяется т.н. коэффициент нестабильности тока коллектора \({S_I}_К\), который определяется как отношение допустимого изменения коллекторного тока транзистора \(\Delta {I_К}_0\) к вызвавшему его изменению обратного тока коллекторного перехода \(\Delta I_{КБ обр}\):

\({S_I}_К = \cfrac{\Delta {I_К}_0}{\Delta I_{КБ обр}}\).

Здесь следует заметить, что обратный ток коллектора — один из наиболее температурно-зависимых параметров транзистора. Именно его колебания во многом определяют температурные изменения статических характеристик транзистора, показанные на рис. 3.16. Таким образом, коэффициент нестабильности отражает степень смещения исходной рабочей точки по постоянному току (вернее, только одного из показателей, задающих эту рабочую точку, — тока коллектора) при колебаниях температуры. Чем более устойчива схема к колебаниям температуры, тем ближе к единице оказывается коэффициент нестабильности \({S_I}_К\).

Иногда при проектировании схемы обеспечение надлежащей температурной стабильности является одним из основных требований. Это может выражаться в задании некоторого числового значения коэффициента нестабильности, которому должна удовлетворять схема (т.е. \({S_I}_К\) становится одним из исходных параметров расчетов). Не всегда удается достичь заданного показателя только лишь правильным выбором номиналов элементов (тем не менее там, где это возможно, пригодятся приводимые далее формулы) — может оказаться, что выбранная схема цепей смещения не обеспечивает нужного уровня температурной стабилизации рабочей точки или при вычисленных номиналах элементов значительно (выше разумного предела) деградируют другие важные показатели каскада (потребляемый ток, входное сопротивление и т.п.). В таком случае разработчику необходимо изменять схемотехнику цепей смещения, переходя к использованию более стабильных решений. Мы везде будем приводить формулы, позволяющие вычислить коэффициент нестабильности \({S_I}_К\) рассматриваемой схемы при известных номиналах некоторых ее элементов.

Перед тем как перейти наконец к описанию конкретных схем и методик расчета, отметим еще один момент, касающийся воплощения полученных результатов на практике. Естественно, что числовые значения номиналов резисторов, рассчитываемые по приводимым далее формулам, оказываются дробными. На практике мы вынуждены использовать сопротивления с номиналами, близкими к расчетным. Также и сама теоретическая модель, из которой выводятся формулы, не всегда достаточно точно отражает реальные физические процессы в транзисторе. Все это приводит к тому, что при практическом исполнении вроде бы корректно рассчитанной схемы реальные токи и напряжения в цепях могут значительно отклониться от тех значений, которые мы хотели бы там видеть. В этом случае требуется экспериментальный подбор номиналов некоторых элементов схемы. Далее на принципиальных схемах мы будем указывать резисторы (звездочкой у обозначения резистора), подбором которых осуществляется точная установка выбранной исходной рабочей точки по постоянному току. В реальных устройствах иногда оказывается удобным вместо подбора резистора установить на его место подстроечный резистор и осуществлять регулировку без перепайки. Пунктирная линия на наших схемах будет указывать на параметр (в данном случае это везде ток коллектора \({I_К}_0\)), который устанавливается регулировкой данного резистора.

{loadposition article_footer}

Выбор конкретного положения исходной рабочей точки транзисторного каскада усиления и расчет параметров соответствующих внешних цепей смещения должен учитывать множество факторов. К ним относятся: требуемая линейность усиления, потребляемая мощность, условия эксплуатации и, конечно, сам способ включения транзистора в каскад. В условиях усиления слабых сигналов, т.е. когда амплитуда переменной составляющей входного тока и напряжения оказывается существенно меньше действующих на входе каскада постоянных напряжений и токов смещения, рабочую точку выбирают главным образом как результат компромисса между возможностью получения хороших усилительных свойств, с одной стороны, и малых значений тока и мощности потребления, а также высокой стабильности и определенности режима работы каскада на постоянном токе, с другой стороны. Область возможных значений выходного тока и напряжения ограничена необходимостью выполнения ряда условий, вытекающих из требования обеспечения надежной и безопасной работы усилительного прибора в схеме. В качестве параметров, определяющих эти ограничения, выступают паспортные данные на транзистор о предельно допустимых значениях токов и напряжений на его электродах, а также допустимой тепловой мощности рассеяния в выходной цепи.

В высокочастотных усилителях входных трактов радиоприемной аппаратуры важнейшим параметром, определяющим положение рабочей точки, является коэффициент шума транзисторного каскада. Дело в том, что в таких усилителях для обеспечения их высокой чувствительности обычно всеми возможными способами стремятся снизить собственный коэффициент шума. Поэтому и рабочая точка выбирается соответствующим образом.

В многокаскадных усилителях возможный размах колебаний напряжения и тока на входе каждого последующего каскада постепенно повышается. Таким образом, если мы хотим обеспечить высокую линейность усиления, требуется гарантировать соответствие динамического диапазона (динамического диапазона по интермодуляции) каждого каскада возможному диапазону колебаний мощности сигнала на входе этого каскада. Расширять динамический диапазон транзисторного каскада можно путем постепенного смещения рабочей точки в область больших токов и напряжений (при этом будет снижаться КПД и повышаться общее энергопотребление). Однако, как следует из рис. 3.1, данный метод имеет свои пределы. Либо начнется перегрев транзистора, либо нарушится линейность усиления. Выходом из положения является переход к использованию более мощного транзистора, что позволяет получить требуемые параметры без изменения схемы усилительного звена.

{loadposition article_footer}

На заре развития радиоэлектроники в качестве основных усилительных элементов выступали разнообразные электровакуумные приборы. Они постоянно совершенствовались как в плане массогабаритных показателей, надежности и долговечности, так и со стороны улучшения их электрических характеристик. Работа таких приборов основывалась на управлении с помощью электрических полей потоками электронов в вакууме, что, как минимум, требовало наличия крепкого герметичного корпуса с соответствующими габаритами. Несмотря на бурное развитие в течение нескольких десятилетий технологий производства электровакуумных приборов, физикам с самого начала было ясно, что кардинальное решение проблем может быть найдено только при переходе к принципиально иному принципу генерации и управления потоками зарядов. Длительные поиски твердотельного аналога радиолампы принесли потрясающий результат, когда ученые обратились к таким достаточно известным и распространенным материалам как кремний (Si) и германий (Ge).

Эти элементы периодической таблицы относятся к группе так называемых полупроводников — материалов, чья электропроводность гораздо ниже электропроводности металлов, но гораздо выше электропроводности диэлектриков. Оказалось, что в кремниевых и германиевых кристаллических структурах можно порождать потоки носителей зарядов и управлять ими аналогично тому, как это делалось в электровакуумных приборах. Причем для этого не требовалось создавать какие-либо внешние по отношению к кристаллу электрические поля или обеспечивать полный вакуум, да и управляемость самих элементарных носителей зарядов получалась гораздо лучшей.

Физика полупроводников достаточно емкая и порой весьма сложная наука. Будем надеяться, что читатель хоть в какой-то мере знаком с основными понятиями этого предмета, поскольку для глубокого понимания работы любых транзисторов без такого знакомства не обойтись. Мы можем себе позволить лишь кратко коснуться данной темы, описав некоторые базовые понятия.

Итак, независимо от типа применяемого полупроводникового материала (кремний или германий) существует три основных подвида полупроводников: чистые (беспримесные) полупроводники или полупроводники с собственной электропроводностью, полупроводники с электронной электропроводностью (полупроводники \(n\)-типа), полупроводники с дырочной электропроводностью (полупроводники \(p\)-типа). Последние два подвида образуются путем введения в чистые полупроводники специальных примесей. Такие примеси существенно повышают электропроводность полупроводниковой структуры за счет появления в ней свободных электронов (электронная электропроводность) или так называемых дырок — элементарных положительных зарядов, обусловленных отсутствием электрона в положенном месте возле ядра атома вещества (дырочная электропроводность). В обоих случаях обеспечивается протекание через полупроводник электрического тока при приложении к нему некоторого внешнего напряжения.

Оказывая некоторые дополнительные электрические воздействия на полупроводниковую структуру, можно управлять протекающим через нее током. На данном принципе основана работа большинства полевых транзисторов. Однако сложилось так, что на начальном этапе развития полупроводниковой электроники предпочтение было отдано биполярным транзисторам. В этих приборах используются свойства так называемых электронно-дырочных переходов (\(p\)-\(n\)-переходов) — структур, состоящих из двух имеющих четкую границу полупроводников с различными типами электропроводности: полупроводника \(n\)-типа и полупроводника \(p\)-типа.

Оказалось, что через такое соединение полупроводников электрический ток может протекать только в одном направлении — когда поток электронов через полупроводник n-типа поступает с отрицательного полюса внешнего источника напряжения, а поток дырок через полупроводник p-типа поступает с положительного полюса этого же источника (режим прямого смещения перехода). Встречаясь на границе раздела полупроводников с различной электропроводностью, эти потоки как бы накладываются друг на друга (т.е. электроны, встречаясь с дыркой, перемещаются и просто становятся на отведенные им места в кристаллической структуре, уничтожая старую дырку и порождая новую там, где они ранее находились; таким образом обеспечивается перетекание дырок далее к отрицательному полюсу, а электронов — к положительному). При изменении полярности внешнего напряжения (обратное смещение перехода) указанные условия не выполняются и электронно-дырочные потоки не могут возникнуть в полупроводниковой \(p\)-\(n\)-структуре. Конечно, в реальных полупроводниках имеет место и масса других физических процессов, которые влияют на их свойства (тепловые процессы, паразитные утечки, явления пробоя и т.п.), но это влияние в большинстве случаев не оказывается определяющим, а лишь несколько уточняет представленную здесь картину.

На описанном принципе основана работа полупроводниковых диодов. Биполярные транзисторы представляют собой несколько более сложную структуру, имеющую в своем составе не один, а два p-n-перехода и позволяющую не просто различать электрические сигналы по их полярности, но и усиливать их. Такая полупроводниковая структура изображена на рис. 1.1,а. В ней чередуются три области с различными типами электропроводности, причем средняя область выполнена очень узкой. Это позволяет потоку носителей зарядов, порожденному в первой области (на рис. 1.1,а слева), проникать через барьер в виде полупроводника с иным типом электропроводности в третью область (на рис. 1.1,а справа) с незначительными потерями (как будет показано в дальнейшем, величиной этих потерь мы можем эффективно управлять, воздействуя на среднюю область). В зависимости от комбинации применяемых полупроводников возможны два вида структуры биполярного транзистора: \(p\)-\(n\)-\(p\) и \(n\)-\(p\)-\(n\). Кроме того, первая и третья области полупроводниковой структуры ввиду конструктивных особенностей биполярных транзисторов не являются одинаковыми, из чего следует, что и свойства транзисторов не симметричны относительно центральной области (хотя и довольно похожи).

Каждая из областей приведенной на рис. 1.1,а полупроводниковой структуры биполярного транзистора имеет отдельный внешний вывод (электрод), а также определенное название, во многом отражающее ее функцию (заметим, что эти функции не зависят от типа транзистора — \(p\)-\(n\)-\(p\) или \(n\)-\(p\)-\(n\)). Область, в которой порождается поток носителей зарядов (на рис. 1.1,а изображена слева), называется эмиттером (Э). Средняя область, через которую происходит управление этим потоком, носит название базы (Б). И, наконец, третья область, в которую поступает урезанный управляемый поток, называется коллектором (К). Два \(p\)-\(n\)-перехода, имеющиеся в биполярном транзисторе, также получили конкретные имена. Переход между базой и эмиттером называется эмиттерным переходом (ЭП), а переход между коллектором и базой — коллекторным переходом (КП). Внешние электроды транзистора называются так же, как и области полупроводниковой структуры, с которыми они соединены. Схемные обозначения биполярных транзисторов типов \(p\)-\(n\)-\(p\) и \(n\)-\(p\)-\(n\) показаны на рис. 1.1,б.

Рис. 1.1. Плоская одномерная модель биполярного транзистора (а)
и его условные обозначения (б)

В качестве исходного полупроводникового материала при производстве транзисторов чаще всего используются: кремний (Si), германий (Ge), арсенид галлия (GaAs) или фосфид индия (InP). Конструктивное исполнение дискретных биполярных транзисторов может быть самым разнообразным. Существует довольно много технологий их изготовления (в настоящее время преобладают различные подвиды планарно-эпитаксиальной технологии) и еще больше видов корпусов, в которые они могут помещаться (металлокерамические, пластмассовые, керамические и т.д.). Внешние габаритные размеры транзисторов определяются в основном требованиями к допустимым электрическим и тепловым режимам при работе и монтаже прибора. Транзисторы большой мощности имеют большие габариты и специальные средства для крепления внешних теплоотводящих радиаторов, транзисторы малой мощности могут выполняться вообще без корпусов или в корпусах минимальных размеров с очень слабыми теплоотводящими свойствами, защищающими транзистор не столько от перегрева кристалла полупроводника при работе, сколько от перегрева подведенных к нему контактов при пайке транзистора, а также от воздействия на кристалл агрессивной окружающей среды.

{loadposition article_footer}

Итак, мы уже знаем, что усиление электрических сигналов возможно в приборах с управляемыми потоками электрических зарядов. Однако сама по себе данная фраза ничего не значит. Возникает естественный вопрос: как, имея управляемый поток зарядов и подавая на вход слабый сигнал, на выходе прибора получить сильный сигнал?

Для начала, видимо, следует разобраться в том, что же такое усиление электрических сигналов. Предположим, что мы имеем источник электрического сигнала, который при определенном сопротивлении нагрузки может обеспечить некоторые ток и напряжение сигнала на ней. Если нас не удовлетворяет напряжение на нагрузке, то, используя простейшие пассивные элементы (например, трансформатор), мы можем легко поднять его до необходимого уровня. Расплатой за это будет падение сигнального тока. И наоборот, если мы увеличим ток — снизится напряжение. В любом случае полезная мощность сигнала \(P_C = U_С I_С\) , передаваемая в нагрузку, при добавлении любых пассивных компонентов в схему может только снижаться. Для увеличения этой мощности нужны так называемые активные компоненты — усилители. Именно они позволяют из слабых входных воздействий получать мощные сигналы на выходе устройства.

Что же необходимо для работы усилительного устройства? Рассмотрим простой пример. Водитель автомобиля давит на педаль газа, и чем большее усилие он прикладывает к маленькой педали, тем быстрее едет большой и тяжелый автомобиль. Однако всем известно, что автомобиль двигает не слабый водитель, а мощный двигатель. Т.е. педаль — это лишь средство воздействия на двигатель, который и выполняет всю работу. На таком же принципе основано действие и усилителей электрических сигналов. В них создается отдельный мощный сигнал, который и попадает на выход усилителя, а слабый входной сигнал лишь воздействует на этот мощный сигнал, заставляя его изменяться по тому же закону.

Как уже говорилось, в полупроводниках могут существовать потоки электрических зарядов. Если такой поток протекает от одного электрода полупроводникового прибора к другому, то между этими двумя электродами возникает электрический ток, абсолютная величина которого пропорциональна мощности потока (количеству перемещаемых за единицу времени зарядов). Очевидно, что при определенных условиях с помощью мощного внешнего источника питания мы можем создавать в полупроводниковых структурах самые разнообразные потоки зарядов. Вопрос, однако, заключается в том, как обеспечить воздействие на эти потоки слабого сигнала, который мы хотим усилить. Вернемся теперь к рассмотрению биполярного транзистора.

На рис. 1.2 показана схема, в которой на выводы эмиттера и коллектора транзистора \(n\)-\(p\)-\(n\)-типа подано достаточно большое напряжение от внешнего мощного источника питания плюсом к коллектору и минусом к эмиттеру. Если бы между эмиттерной и коллекторной \(n\)-областями транзистора не было тонкой базовой прослойки с проводимостью \(p\)-типа, то очевидно, что в полупроводнике возник бы мощный поток электронов от эмиттера к коллектору.

Рис. 1.2. Схема подачи напряжений на биполярный транзистор n-p-n-типа для обеспечения режима усиления

Однако на практике даже весьма тонкой базовой прослойки оказывается достаточно, чтобы предотвратить это явление. Все изменяется, если мы приложим к базе транзистора некоторое незначительное по величине и положительное относительно эмиттера напряжение (рис. 1.2). При этом эмиттерный p-n-переход транзистора оказывается под напряжением, соответствующим его проводящему состоянию, и в \(p\)-\(n\)-структуре эмиттер—база образуется поток электронов в том же направлении, в котором он мог бы возникнуть при отсутствии базовой области. Электроны, достигая базовой области, по логике должны уходить в базовый электрод, обеспечивая прохождение тока в цепи база—эмиттер транзистора, но на практике происходит другое. Подгоняемые большим напряжением, приложенным между коллектором и эмиттером, электроны быстро пролетают через узкую базовую область и уходят к коллекторному электроду, т.е. возникает тот самый мощный поток зарядов между эмиттером и коллектором, который мы не могли получить ранее. Только крайне незначительная часть электронов попадает в базовый электрод. Таким образом, мы имеем слабый ток в цепи эмиттер—база и сильный ток в цепи эмиттер—коллектор (напомним, что направление электрического тока считается противоположным направлению движения отрицательных зарядов, в нашем случае — электронов). Повышая напряжение на базе транзистора, мы будем наращивать мощность потока электронов, при этом токи в цепях будут расти соответственно.

Итак, оказывается, что в биполярном транзисторе можно создать сильный электрический ток в цепи "коллектор — эмиттер — внешний мощный источник питания" при достаточно слабом токе в цепи "база — эмиттер — маломощный источник сигнала". Причем данное слабое воздействие на базу оказывает управляющее действие на ток в коллекторно-эмиттерной цепи. Если далее в коллекторную или эмиттерную цепь транзистора (рис. 1.2) включить некоторое сопротивление (нагрузку), то окажется, что ток и напряжение на нем повторяют форму входного сигнала на базе транзистора, но мощность, подаваемая на него, гораздо выше мощности входного сигнала, т.е. происходит усиление.

Мы описали работу биполярного транзистора \(n\)-\(p\)-\(n\)-типа. Для приборов \(p\)-\(n\)-\(p\)-типа все выглядит совершенно аналогично. Только здесь мы должны рассматривать не потоки электронов, а потоки положительных зарядов — дырок. При этом полярности всех внешних напряжений меняются на обратные. Других отличий нет.

{loadposition article_footer}