Типовой усилительный каскад на биполярном транзисторе по схеме с ОЭ и его анализ: Следящая обратная связь

При практической реализации усилительных схем часто возникает проблема обеспечения рационального питания базовой цепи транзистора. Задавая напряжение смещения, резисторы входного делителя выбирают так, чтобы делитель по отношению к базе выступал в качестве жесткого (стабильного) источника напряжения, т.е. сопротивление резисторов делителя должно быть значительно меньше входного сопротивления транзистора со стороны базы. Таким образом, входное сопротивление всего каскада определяется большей частью именно делителем напряжения. Очень часто это сопротивление для малого переменного сигнала, поступающего на вход усилителя, оказывается гораздо меньше, чем хотелось бы. Нагружать источник входного сигнала схемы делителем, который в конечном счете нужен только для того, чтобы обеспечить смещение транзистора, по меньшей мере беспечно. Выйти из затруднения позволяет метод так называемой следящей обратной связи.

Схема усилительного каскада со следящей связью представлена на рис. 5.9. В этой схеме смещение транзистора обеспечивается, как и ранее, относительно низкоомным делителем на резисторах \(R1\), \(R2\), напряжение от которого поступает на базу транзистора через дополнительный (также низкоомный) резистор \(R3\). В каскаде присутствует отрицательная обратная связь по току, обусловленная включением в эмиттерную цепь транзистора некоторого резистора \(R_Э\), незашунтированного блокировочным конденсатором. Дополнительная цепь следящей обратной связи состоит из конденсатора \(C3\), который выбирается таким, чтобы его эквивалентное сопротивление в рабочей полосе частот было пренебрежимо мало. Через него переменное напряжение с эмиттерного резистора \(R_Э\) поступает к одному из выводов резистора \(R3\), на другой вывод этого резистора воздействует входное напряжение каскада \({U_{вх}}_\sim\). Таким образом, в каждый момент времени переменное напряжение, прикладываемое к резистору \(R3\), определяется как разность переменных составляющих входного напряжения и напряжения на резисторе обратной связи \(R_Э\): \({U_{R3}}_\sim = {U_{вх}}_\sim - {{U_R}_Э}_\sim\). В результате этого сигнальный ток, протекающий через резистор \(R3\), оказывается меньше того тока, который бы протекал через этот резистор при отсутствии следящей связи. Уменьшение тока через резистор \(R3\) означает повышение входного сопротивления усилительного каскада.

Рис. 5.9. Усилительный каскад по схеме с ОЭ с цепью следящей обратной связи

На самом деле выигрыш от использования следящей обратной связи можно получить только при выполнении определенных условий. Во-первых, сопротивление резистора \(R3\) не должно быть ни слишком малым, ни слишком большим (на практике оптимальны значения в пределах \({0,1...1,5} \cdot R_д\), где \(R_д\) — общее сопротивление делителя напряжения на резисторах \(R1\), \(R2\); \(R_д = R1 || R2\)). Во-вторых, глубина обратной связи по току, определяемая отношением напряжения сигнала на резисторе RЭ ко входному напряжению, должна быть достаточно высокой (более 5...10%). Наилучшие результаты получаются при 100%-ной обратной связи, которая реализуется в эмиттерном повторителе (каскад с общим коллектором), однако и при глубине обратной связи порядка 10...15% в каскаде с общим эмиттером, выбирая значение резистора \(R3 \approx R_д\), можно добиться повышения входного сопротивления в 3...5 раз (относительно величины, соответствующей такому же каскаду, но с разорванной цепью следящей связи). В общем случае для расчета полного входного сопротивления усилительного каскада с цепью следящей обратной связи, соответствующего схеме на рис. 5.9, может быть использована следующая формула:

\( R_{вх} = \cfrac{R_д \left[ r_б + r_э \left( \beta + 1 \right) \right] + R_{эд} \left[ r_б + r_э \left( \beta + 1 \right) + R3 \left( \beta + 1 \right) \right]}{r_б + r_э \left( \beta + 1 \right) + R3} \),    (5.12)

где:    \( R_{эд} =  R_Э || R_д = \cfrac{R_Э R_д}{R_Э + R_д} \).

Последствия введения в усилительный каскад с ОЭ следящей обратной связи довольно противоречивы. Предсказать заранее, как это отразится на общих характеристиках усилителя, бывает сложно, поскольку существует некоторая конкуренция между двумя противоположными процессами. Во-первых, увеличение входного сопротивления каскада обычно повышает его усилительные свойства, т.к. теперь большая мощность входного сигнала подвергается усилению, дополнительный выигрыш получается и за счет облегчения режима работы предшествующего усилительного каскада (повышается его коэффициент усиления по напряжению и уменьшаются нелинейные искажения). Однако применение следящей связи возможно только при наличии в каскаде достаточно глубокой ООС по току нагрузки, а из проведенного в предыдущих разделах анализа нам известно, что данный вид обратной связи приводит к заметному падению коэффициента усиления по напряжению и, соответственно, коэффициента усиления по мощности. Все это приводит к тому, что рациональным является введение следящей связи только в каскады, в которых по каким-либо причинам (с целью коррекции АЧХ, динамического диапазона, коэффициента усиления и т.п.) уже присутствует более или менее глубокая ООС по переменному току нагрузки.

Заметим также, что сама проблема, с которой мы боремся введением следящей связи (низкое сопротивление входного делителя напряжения), характерна только для низкочастотных усилителей. В высокочастотных каскадах она если и возникает (а обычно ее нет, поскольку нам нужно не повышать входное сопротивление высокочастотного усилителя до бесконечности, а согласовывать его с выходным сопротивлением предшествующего каскада), то может быть решена более простым способом — включением между делителем напряжения и входом транзистора индуктивности с высоким эквивалентным сопротивлением в рабочей полосе частот (рис. 5.10).

Рис. 5.10. Увеличение входного сопротивления ВЧ-усилителя при помощи индуктивности